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(普通問題)
WCDMA上行鏈路如何計算？謝謝各位啦
提問者:
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問題答案
( 1 )
作為第三代移動通信系統(tǒng)(3G) 主要無線傳輸技術(shù)的WCDMA 上行鏈路采用了導(dǎo)頻信道輔助的BPSK相干解調(diào)技術(shù)。雖然通過導(dǎo)頻信道可以獲得精確的信道估計,但是它增加了每個要發(fā)送的數(shù)據(jù)信號的能量。在保持信號總能量不變的前提下,一方面增加導(dǎo)頻信道的功率可以提高信道估計的精度,但它對數(shù)據(jù)信道和別的用戶的干擾也會增加。同時,隨著導(dǎo)頻信道功率的增加,分給數(shù)據(jù)信道的功率必然會減少,造成解調(diào)時信噪比的下降。另一方面,降低導(dǎo)頻信道的功率雖然可以減小其產(chǎn)生的干擾并提高數(shù)據(jù)信道的功率,從而提高解調(diào)時的信噪比,但此時信道估計的精度卻會有所降低,特別是在移動臺高速移動時。
由此可見,導(dǎo)頻信道與數(shù)據(jù)信道之間的功率比(Pilot-to-data Channel Power Ratio) 對系統(tǒng)的性能有著很大的影響,是一個急待優(yōu)化的重要參數(shù)。另外,既然信道估計的精度影響著系統(tǒng)的誤碼概率,那么它與最優(yōu)功率比的確定顯然也有著很強的聯(lián)系。由于實際系統(tǒng)的信道估計器一般是采用滑動平均濾波器,所以本文的主要目的是分析在最小誤碼概率準(zhǔn)則下如何確定最優(yōu)的功率比和滑動平均濾波器的最佳平均長度。
WCDMA上行鏈路的發(fā)送結(jié)構(gòu)
圖1 顯示了WCDMA上行專用物理信道(DPCH) 的基帶發(fā)送結(jié)構(gòu)。I 路承載用戶數(shù)據(jù)的專用數(shù)據(jù)信道(DPDCH) 和Q 路承載導(dǎo)頻等控制信息的專用控制信道(DPCCH) (由于DPCCH 中導(dǎo)頻所占的比例較大,所以為了簡化處理,在以下的分析中我們認(rèn)為它就是一個連續(xù)的導(dǎo)頻信道) 。分別被不同的實Walsh 碼Wd 和Wc 擴頻到Chip 速率后相加,然后被第n個用戶特定的復(fù)數(shù)擾碼Sdpch , n加擾。其中β表示導(dǎo)頻信道相對數(shù)據(jù)信道的功率比,通常它小于1 以減小對I 路的DPDCH以及別的用戶的干擾。
無線傳播環(huán)境可看成是頻率選擇性的瑞利衰落信道。為了方便下面的分析,我們這里假設(shè)信道有L 個功率相等的路徑,并且每個路徑之間都是非相關(guān)的。在接收機的輸入端,考慮到WCDMA 上行鏈路不同用戶之間是異步操作的, 所以可以把接收信號疊加的由熱噪聲和其它用戶多址干擾(MAI) 所產(chǎn)生的噪聲看成是白高斯噪聲, 它的單邊功率譜設(shè)為N0 。由于多徑干擾( IPI) 與熱噪聲和多址干擾相比可忽略,所以我們這里不再考慮信號多徑傳播所引起的干擾,并假設(shè)接收機知道每一徑準(zhǔn)確的時延信息。
無編碼擴頻BPSK的誤碼概率
在假設(shè)各徑的信道估計誤差與數(shù)據(jù)信號經(jīng)過相關(guān)器(Correlator) 的輸出噪聲之間是彼此獨立的, 并且信道參數(shù)與它的估計誤差之間也是獨立的條件下,采用3 徑合并時無編碼的擴頻BPSK誤碼概率為:
這里的μ是互相關(guān)系數(shù),它表示每徑相關(guān)器輸出的信號與信道估計之間的相關(guān)性大小,定義為:
其中,σ2c = TSBc 表示信道估計濾波器按調(diào)制符號周期歸一化后的等效噪聲帶寬( Equivalent Noise Bandwidth) ; ES 是數(shù)據(jù)符號的能量;β為導(dǎo)頻信道與數(shù)據(jù)信道之間的功率比, 可表示為:
β= EPS / ES = EP/ ESRSF (4)
由于3G系統(tǒng)廣泛采用了變速率傳輸?shù)姆桨?所以WCDMA 導(dǎo)頻信道的擴頻比可能與數(shù)據(jù)信道的不一樣,并且通常比它大.在這種情況下, EPS是指與數(shù)據(jù)信道具有相同符號周期的那部分導(dǎo)頻能量,它也等于導(dǎo)頻符號的能量除以導(dǎo)頻符號與數(shù)據(jù)符號的擴頻因子比RSF , RSF = SFpilot / SFdata , SFpilot和SFdata分別表示導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號的擴頻因子。
我們在這里采用最小誤碼概率(Minimum Bit-Error-Probability) 準(zhǔn)則,它能在給定的信噪比Eb/ N0 下,保證系統(tǒng)的誤碼率最小。觀察式(1) 和式(2) ,可以發(fā)現(xiàn)Pb 是μ的單調(diào)減函數(shù)既然BEP 是μ的單調(diào)減函數(shù),那么最小的BEP 等效于最大的相關(guān)系數(shù)μ。
定義發(fā)送的每個二進(jìn)制數(shù)據(jù)符號的總能量為:
Eb = ES + EPS = (1 +β) ES (5)
將式(5) 帶入式(3) ,可得到:
等效噪聲帶寬的確定和最優(yōu)的功率分配
由于實際系統(tǒng)中信道估計器通常采用滑動平均濾波器所以這里我們主要討論它的歸一化等效帶寬問題。根據(jù)文獻(xiàn),可得到在信道估計均方誤差最小時的最佳平均長度為:
其中,σ2l 是第l 徑的信道功率,設(shè)為1/ L ; fD 表示最大多普勒頻率;Δt 為采樣間隔, 它等于數(shù)據(jù)符號的周期TS , 且等于導(dǎo)頻符號的周期TP 除以擴頻因子比, 即Δt = Tp/ RSF。由此得到,當(dāng)采用滑動平均濾波器時的歸一化等效帶寬近似為1/Mopt 。
實際上,最大的相關(guān)系數(shù)μ相當(dāng)于最小的μ- 2 ,于是μ- 2對β的一階導(dǎo)數(shù)為0 ,可得到一個關(guān)于β的高次方程,經(jīng)過簡單的化簡,它的唯一有意義解就是最優(yōu)的功率比:
其中, 信噪比SNR =Eb/ N0 。在求出最優(yōu)功率比后, 可利用式(7) 計算出誤碼概率最小時信道估計器最佳的平均長度。
仿真結(jié)果
為了驗證上述理論推導(dǎo)結(jié)果是否正確,我們在COSSAP仿真軟件上建立了單用戶的WCDMA 上行鏈路仿真平臺,進(jìn)行窮舉法搜索。根據(jù)WCDMA 標(biāo)準(zhǔn),信號調(diào)制方式為QPSK,Chip 速率為3. 84 Mchip/ s ,載頻為2GHz. DPDCH的傳輸速率為30kbit/ s ,此時的擴頻因子SF = 128 ,信道采用等功率的6 徑瑞利衰落信道模型,Rake 接收機通過搜索器選擇功率最強的3徑合并。仿真時假設(shè)在接收端Chip 、符號及幀已經(jīng)完全同步,并且不考慮卷積編碼和交織器。圖2 是信噪比為7dB ,最大多普勒頻移為185Hz 時的仿真結(jié)果。由于WCDMA 標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定DPCCH與DPDCH之間信號幅度比的最小變化間隔是1/ 15 ,所以計算機仿真按照這個標(biāo)準(zhǔn)間隔來設(shè)置參數(shù)進(jìn)行計算。
通過觀察數(shù)據(jù),發(fā)現(xiàn)最小的誤碼率為0.0232 ,是在相對幅度比為7/ 15 ,也就是β 為0.218 , 平均長度為67 個數(shù)據(jù)符號周期時得到的。理論計算的誤碼率為0.01746 , 是在β 為0.1783 (按標(biāo)準(zhǔn)量化的相對幅度比約為6/ 15) , 平均長度約為67 個數(shù)據(jù)符號周期時得到的。而在相對幅度比為6/ 15 ,平均長度為67 個數(shù)據(jù)符號周期時,計算機仿真結(jié)果為0.02407 ,與最小的誤碼率0.0232 相差不大。
圖3 是信噪比為7dB ,最大多普勒頻移為555Hz 時的仿真結(jié)果。通過觀察數(shù)據(jù),我們發(fā)現(xiàn)最小的誤碼率為0. 0339 ,是在相對幅度比為9/ 15 , 也就是β 為0.36 ,平均長度為21個數(shù)據(jù)符號周期時得到的。而理論計算的誤碼率是0.02610 , 是在β 為0.2707 (按標(biāo)準(zhǔn)量化的相對幅度比約為8/ 15) ,平均長度約為25 個數(shù)據(jù)符號周期時得到的。而在相對幅度比為8/ 15 ,平均長度為25 個數(shù)據(jù)符號周期時,計算機仿真結(jié)果為0.0353 ,與最小誤碼率0.0339 相差不大。
由此可見,計算機仿真結(jié)果與理論分析結(jié)果基本是一致的,但還存在一定的差距。差距的主要原因在于推導(dǎo)公式時忽略了由于信道估計存在誤差而造成的I 路和Q 路之間的交擾項(Crosstalk)以及多徑間的干擾,并且等效帶寬也只是近似的解。
結(jié)論
本文在研究了WCDMA 上行鏈路導(dǎo)頻信道輔助相干解調(diào)的基礎(chǔ)上,提出了參數(shù)優(yōu)化的一種新方法。它在給定信噪比的條件下,通過誤碼概率最小的準(zhǔn)則,得到了理論上最優(yōu)的信道估計平均長度和導(dǎo)頻信道相對數(shù)據(jù)信道的功率比。
由此可見,導(dǎo)頻信道與數(shù)據(jù)信道之間的功率比(Pilot-to-data Channel Power Ratio) 對系統(tǒng)的性能有著很大的影響,是一個急待優(yōu)化的重要參數(shù)。另外,既然信道估計的精度影響著系統(tǒng)的誤碼概率,那么它與最優(yōu)功率比的確定顯然也有著很強的聯(lián)系。由于實際系統(tǒng)的信道估計器一般是采用滑動平均濾波器,所以本文的主要目的是分析在最小誤碼概率準(zhǔn)則下如何確定最優(yōu)的功率比和滑動平均濾波器的最佳平均長度。
WCDMA上行鏈路的發(fā)送結(jié)構(gòu)
圖1 顯示了WCDMA上行專用物理信道(DPCH) 的基帶發(fā)送結(jié)構(gòu)。I 路承載用戶數(shù)據(jù)的專用數(shù)據(jù)信道(DPDCH) 和Q 路承載導(dǎo)頻等控制信息的專用控制信道(DPCCH) (由于DPCCH 中導(dǎo)頻所占的比例較大,所以為了簡化處理,在以下的分析中我們認(rèn)為它就是一個連續(xù)的導(dǎo)頻信道) 。分別被不同的實Walsh 碼Wd 和Wc 擴頻到Chip 速率后相加,然后被第n個用戶特定的復(fù)數(shù)擾碼Sdpch , n加擾。其中β表示導(dǎo)頻信道相對數(shù)據(jù)信道的功率比,通常它小于1 以減小對I 路的DPDCH以及別的用戶的干擾。
無線傳播環(huán)境可看成是頻率選擇性的瑞利衰落信道。為了方便下面的分析,我們這里假設(shè)信道有L 個功率相等的路徑,并且每個路徑之間都是非相關(guān)的。在接收機的輸入端,考慮到WCDMA 上行鏈路不同用戶之間是異步操作的, 所以可以把接收信號疊加的由熱噪聲和其它用戶多址干擾(MAI) 所產(chǎn)生的噪聲看成是白高斯噪聲, 它的單邊功率譜設(shè)為N0 。由于多徑干擾( IPI) 與熱噪聲和多址干擾相比可忽略,所以我們這里不再考慮信號多徑傳播所引起的干擾,并假設(shè)接收機知道每一徑準(zhǔn)確的時延信息。
無編碼擴頻BPSK的誤碼概率
在假設(shè)各徑的信道估計誤差與數(shù)據(jù)信號經(jīng)過相關(guān)器(Correlator) 的輸出噪聲之間是彼此獨立的, 并且信道參數(shù)與它的估計誤差之間也是獨立的條件下,采用3 徑合并時無編碼的擴頻BPSK誤碼概率為:
這里的μ是互相關(guān)系數(shù),它表示每徑相關(guān)器輸出的信號與信道估計之間的相關(guān)性大小,定義為:
其中,σ2c = TSBc 表示信道估計濾波器按調(diào)制符號周期歸一化后的等效噪聲帶寬( Equivalent Noise Bandwidth) ; ES 是數(shù)據(jù)符號的能量;β為導(dǎo)頻信道與數(shù)據(jù)信道之間的功率比, 可表示為:
β= EPS / ES = EP/ ESRSF (4)
由于3G系統(tǒng)廣泛采用了變速率傳輸?shù)姆桨?所以WCDMA 導(dǎo)頻信道的擴頻比可能與數(shù)據(jù)信道的不一樣,并且通常比它大.在這種情況下, EPS是指與數(shù)據(jù)信道具有相同符號周期的那部分導(dǎo)頻能量,它也等于導(dǎo)頻符號的能量除以導(dǎo)頻符號與數(shù)據(jù)符號的擴頻因子比RSF , RSF = SFpilot / SFdata , SFpilot和SFdata分別表示導(dǎo)頻符號和數(shù)據(jù)符號的擴頻因子。
我們在這里采用最小誤碼概率(Minimum Bit-Error-Probability) 準(zhǔn)則,它能在給定的信噪比Eb/ N0 下,保證系統(tǒng)的誤碼率最小。觀察式(1) 和式(2) ,可以發(fā)現(xiàn)Pb 是μ的單調(diào)減函數(shù)既然BEP 是μ的單調(diào)減函數(shù),那么最小的BEP 等效于最大的相關(guān)系數(shù)μ。
定義發(fā)送的每個二進(jìn)制數(shù)據(jù)符號的總能量為:
Eb = ES + EPS = (1 +β) ES (5)
將式(5) 帶入式(3) ,可得到:
等效噪聲帶寬的確定和最優(yōu)的功率分配
由于實際系統(tǒng)中信道估計器通常采用滑動平均濾波器所以這里我們主要討論它的歸一化等效帶寬問題。根據(jù)文獻(xiàn),可得到在信道估計均方誤差最小時的最佳平均長度為:
其中,σ2l 是第l 徑的信道功率,設(shè)為1/ L ; fD 表示最大多普勒頻率;Δt 為采樣間隔, 它等于數(shù)據(jù)符號的周期TS , 且等于導(dǎo)頻符號的周期TP 除以擴頻因子比, 即Δt = Tp/ RSF。由此得到,當(dāng)采用滑動平均濾波器時的歸一化等效帶寬近似為1/Mopt 。
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仿真結(jié)果
為了驗證上述理論推導(dǎo)結(jié)果是否正確,我們在COSSAP仿真軟件上建立了單用戶的WCDMA 上行鏈路仿真平臺,進(jìn)行窮舉法搜索。根據(jù)WCDMA 標(biāo)準(zhǔn),信號調(diào)制方式為QPSK,Chip 速率為3. 84 Mchip/ s ,載頻為2GHz. DPDCH的傳輸速率為30kbit/ s ,此時的擴頻因子SF = 128 ,信道采用等功率的6 徑瑞利衰落信道模型,Rake 接收機通過搜索器選擇功率最強的3徑合并。仿真時假設(shè)在接收端Chip 、符號及幀已經(jīng)完全同步,并且不考慮卷積編碼和交織器。圖2 是信噪比為7dB ,最大多普勒頻移為185Hz 時的仿真結(jié)果。由于WCDMA 標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定DPCCH與DPDCH之間信號幅度比的最小變化間隔是1/ 15 ,所以計算機仿真按照這個標(biāo)準(zhǔn)間隔來設(shè)置參數(shù)進(jìn)行計算。
通過觀察數(shù)據(jù),發(fā)現(xiàn)最小的誤碼率為0.0232 ,是在相對幅度比為7/ 15 ,也就是β 為0.218 , 平均長度為67 個數(shù)據(jù)符號周期時得到的。理論計算的誤碼率為0.01746 , 是在β 為0.1783 (按標(biāo)準(zhǔn)量化的相對幅度比約為6/ 15) , 平均長度約為67 個數(shù)據(jù)符號周期時得到的。而在相對幅度比為6/ 15 ,平均長度為67 個數(shù)據(jù)符號周期時,計算機仿真結(jié)果為0.02407 ,與最小的誤碼率0.0232 相差不大。
圖3 是信噪比為7dB ,最大多普勒頻移為555Hz 時的仿真結(jié)果。通過觀察數(shù)據(jù),我們發(fā)現(xiàn)最小的誤碼率為0. 0339 ,是在相對幅度比為9/ 15 , 也就是β 為0.36 ,平均長度為21個數(shù)據(jù)符號周期時得到的。而理論計算的誤碼率是0.02610 , 是在β 為0.2707 (按標(biāo)準(zhǔn)量化的相對幅度比約為8/ 15) ,平均長度約為25 個數(shù)據(jù)符號周期時得到的。而在相對幅度比為8/ 15 ,平均長度為25 個數(shù)據(jù)符號周期時,計算機仿真結(jié)果為0.0353 ,與最小誤碼率0.0339 相差不大。
由此可見,計算機仿真結(jié)果與理論分析結(jié)果基本是一致的,但還存在一定的差距。差距的主要原因在于推導(dǎo)公式時忽略了由于信道估計存在誤差而造成的I 路和Q 路之間的交擾項(Crosstalk)以及多徑間的干擾,并且等效帶寬也只是近似的解。
結(jié)論
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回答者：
lyg134362
回答時間：2009-02-02 13:14
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