1 引言 軟件無線電系統(tǒng)（software defined radio）是指用軟件控制數(shù)字信號(hào)處理的方式,來完成傳統(tǒng)模擬無線電功能的系統(tǒng),其核心是盡量使a/d和d/a轉(zhuǎn)換模塊靠近天線,在構(gòu)筑一個(gè)開放性的、模塊化的硬件平臺(tái)的基礎(chǔ)上,通過軟件來實(shí)現(xiàn)各種功能,擴(kuò)頻通信在發(fā)端采用偽隨機(jī)編碼序列對(duì)信號(hào)頻譜進(jìn)行擴(kuò)展,而接收端使用相同偽隨機(jī)碼序列對(duì)已擴(kuò)信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò),解擴(kuò)中,信號(hào)頻譜帶寬被恢復(fù),噪聲頻譜被擴(kuò)展,故此時(shí)用帶通濾波器可以消除大部分噪聲,為降低噪聲干擾提供了一種有效途徑[1],同時(shí)采用相關(guān)接收技術(shù),使系統(tǒng)具有很強(qiáng)的抗干擾性能。將兩者結(jié)合構(gòu)成基于軟件無線電擴(kuò)頻通信系統(tǒng),具有開發(fā)時(shí)間短、設(shè)計(jì)靈活、易于調(diào)試,可兼容性好等特點(diǎn),是未來發(fā)展和運(yùn)用的趨勢。
2 系統(tǒng)原理
系統(tǒng)同步主要是解決通信中存在的接收端本地載波與發(fā)端載波不同步和兩端信息流速率不一致,在實(shí)際運(yùn)用中,收端接收機(jī)是實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)同步的主要環(huán)節(jié),其原理框圖如圖1所示,首先將接收信號(hào)從射頻變?yōu)橹蓄l（射頻采樣困難）,并利用帶通濾波器濾除帶外噪聲,然后以固定頻率為fs的抽樣信號(hào)對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行直接采樣,即通過a/d變換,將其變換成數(shù)字信號(hào)送入dsp,在dsp內(nèi)用軟件完成對(duì)采樣信號(hào)正交數(shù)字下變頻,然后從下變頻產(chǎn)生的信號(hào)中估計(jì)頻偏的正負(fù)及數(shù)值大小,再進(jìn)卡爾曼濾波和數(shù)字鎖相環(huán),可得到實(shí)際頻差與預(yù)測頻差之間產(chǎn)生的相位誤差信號(hào),即完成同步搜索和頻偏估計(jì),在同步搜索成功的基礎(chǔ)上,糾正載波頻偏和調(diào)整碼元速率并進(jìn)入同步跟蹤環(huán)節(jié),此時(shí),系統(tǒng)鎖定同步信息并跟蹤載波頻偏變化,同時(shí)進(jìn)行擴(kuò)頻碼的非相干解調(diào)和解擴(kuò),最后還原出原基帶信息。
接收端頻率合成使用直接數(shù)字頻率合成器dds,他受dsp控制,通過dsp輸出的反應(yīng)實(shí)際頻差與預(yù)測頻差的頻偏信號(hào)δω’以及dpll中數(shù)字環(huán)路濾波器輸出的相位誤差信號(hào)e（θ）來控制調(diào)整dds的輸出頻率,實(shí)現(xiàn)收發(fā)兩端載波同步。
載波同步后,系統(tǒng)還需進(jìn)行收發(fā)兩端信息流速率的同步和對(duì)已擴(kuò)信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)。
3 系統(tǒng)同步的不確定性因素及其對(duì)系統(tǒng)性能的影響
無線傳輸信道對(duì)信號(hào)傳輸存在快衰落和慢衰落影響,同時(shí)還有加性噪聲干擾[2],影響系統(tǒng)性能的主要因素有：
系統(tǒng)中的頻率源,由于系統(tǒng)中晶振受到各種因素影響,其實(shí)際輸出頻率與標(biāo)稱頻率之間存在差異,這種差異使得收發(fā)兩端載波頻率、相位產(chǎn)生漂移,從而造成系統(tǒng)性能下降,并且他還會(huì)使收發(fā)兩端信息流速率不同步,在收端產(chǎn)生信息的丟失或錯(cuò)誤地多收數(shù)據(jù)。
電波傳播的時(shí)延擴(kuò)散,由于收發(fā)兩端相隔一定距離,電波通過直射、反射、散射等路徑到達(dá)接收機(jī)天線時(shí)將產(chǎn)生時(shí)延擴(kuò)散,而在時(shí)間上的積累則會(huì)產(chǎn)生載波的相偏,除了上述主要因素外,多普勒頻移,多徑效應(yīng)等因數(shù)也會(huì)對(duì)系統(tǒng)性能產(chǎn)生影響。
對(duì)系統(tǒng)同步的影響主要表現(xiàn)在兩個(gè)方面：一個(gè)是系統(tǒng)中載波不同步。在本系統(tǒng)中,收端對(duì)發(fā)端發(fā)射的正交擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行正交下變頻解調(diào)和解擴(kuò),如果收端載波相對(duì)于發(fā)端載波存在頻率偏移δf,此時(shí)經(jīng)對(duì)已解擴(kuò)信號(hào)進(jìn)行相關(guān)后發(fā)現(xiàn),δf的存在對(duì)相關(guān)峰將產(chǎn)生影響,其值越大,影響將越嚴(yán)重,二是收發(fā)端頻率源頻率不一致,當(dāng)收發(fā)端兩端頻率源頻率相同,收發(fā)兩端的信息流速率應(yīng)一致,而且采樣頻率fs應(yīng)與發(fā)端擴(kuò)頻碼速率rn的比值為一整數(shù)。此時(shí)設(shè)擴(kuò)頻碼長為ln,每碼片采樣m,則采樣一條擴(kuò)頻碼的樣點(diǎn)值ns而應(yīng)為ln與m的乘積。如果收發(fā)兩端信息流速率不同步,采樣一條擴(kuò)頻碼的點(diǎn)數(shù)n’,可能不等于n,當(dāng)采樣速率fs＞m×rn,則估計(jì)出的擴(kuò)頻碼起始位置會(huì)比實(shí)際的起始位置要偏后,可見從減小收發(fā)兩端信息流速率的偏差出發(fā),應(yīng)選用穩(wěn)定度高的晶振。
4 基于dsp的同步算法
4.1 載波頻偏估計(jì)算法
4.1.1 正交下變頻及頻偏檢測
正交數(shù)字下變頻及頻偏檢測模型如圖2所示。
以同相支路分量i路信號(hào)為例,設(shè)輸入中頻信號(hào)為：
4.1.2 頻偏的卡爾曼濾波
由于正交下變頻后,載頻正偏和負(fù)偏時(shí)正交支路的輸出表達(dá)式中相應(yīng)也正負(fù)號(hào)的問題,即頻偏正負(fù)呈現(xiàn)隨機(jī)性,此時(shí)如采用dpll實(shí)現(xiàn)載波同步,則鑒相器實(shí)現(xiàn)困難,如在頻偏檢測后加一級(jí)卡爾曼濾波,就能解決dpll中鑒相器實(shí)現(xiàn)困難的問題[3]。
設(shè)頻偏檢測輸出為δω’,在對(duì)其進(jìn)行卡爾曼濾波時(shí),采用遞推算法實(shí)時(shí)算出濾波系數(shù),在初始階段,當(dāng)前測量值占有較大的比重,當(dāng)估測頻偏和實(shí)際頻偏相差較小時(shí),當(dāng)前測量值占有比重越來越小,而預(yù)測值占有較大比重,從而達(dá)到對(duì)頻偏進(jìn)行快速捕捉和跟蹤并使輸出δω’趨于穩(wěn)定,減小波動(dòng)范圍。
4.1.3 頻偏校正
本地頻率采用直接頻率合成器dds,他由相位累加器和正、余弦表等組成,其結(jié)構(gòu)如圖3所示,其輸入信號(hào),一是dds中相位控制寄存器輸入端和相位控制信號(hào),即數(shù)字環(huán)路濾波器輸出的相位誤差信號(hào)e(θ),二是dds中的頻率控制寄存器輸入端的頻偏控制信號(hào),即卡爾曼濾波器輸出的δω’,在輸出端,通過dds內(nèi)部,e(θ)與δω’進(jìn)行累加產(chǎn)生θ（n）,并以此作為正余弦查詢表查詢地址得到sinθ（n）和cosθ（n）。從而實(shí)現(xiàn)對(duì)dds輸出頻率的實(shí)時(shí)調(diào)整。
4.1.4　鑒相器
鑒相器采用hilbert變換鑒相器[3]。其結(jié)構(gòu)如圖4所示。
鑒相原理：由dds輸出sinθ（n）,cosθ（n）分別與正交下變頻輸出同相分量i（n）、正交分量q（n）產(chǎn)生同相支路分量i’（n）和正交支路分量q’（n）,然后輸入hilbert變換鑒相器進(jìn)行鑒相得到相位誤差信號(hào)δθ（n）,其原理為：
當(dāng)卡爾曼濾波輸出δω’＜0時(shí)：
在鑒相器中,同相支路分量為i’（n）＝f（n）cos（δθ）,當(dāng)δθ→0時(shí),i’（n）＝f（n）,即為解調(diào)的擴(kuò)頻信號(hào)。
4.2 收發(fā)端信息流速率同步算法
實(shí)際系統(tǒng)中存在的收發(fā)數(shù)據(jù)流速率的不同步,雖然其偏差較小,但在接收端經(jīng)累積后,擴(kuò)頻碼起始位置會(huì)偏離估計(jì)的位置,因此,精確地確定擴(kuò)頻碼起始位置,成為實(shí)現(xiàn)收發(fā)兩端收發(fā)端信息流速率同步的首要任務(wù),其算法是通過連續(xù)兩次對(duì)擴(kuò)頻碼中有效信息進(jìn)行同步搜索,獲得實(shí)際擴(kuò)頻碼的長度,然后將其與收端估計(jì)的擴(kuò)頻碼長度進(jìn)行比較,如果兩者相同,則收發(fā)兩端信息速率一致;如果不相同,當(dāng)檢測到的實(shí)際擴(kuò)頻長度小于估計(jì)的擴(kuò)頻碼長度時(shí),說明收端采樣速率慢,需調(diào)快收端頻率,否則,說明收端采樣速率快,需調(diào)慢收端頻率,當(dāng)系統(tǒng)最終調(diào)整到收發(fā)頻率一致時(shí),系統(tǒng)進(jìn)入同步跟蹤階段,在此階段,系統(tǒng)除完成同步跟蹤外,還需完成擴(kuò)頻號(hào)碼的解擴(kuò)。上述算法流程圖如圖5所示。
5 結(jié)語
由于卡爾曼濾波在信噪比情況較好時(shí)對(duì)實(shí)際頻偏具有快速捕獲跟蹤能力,再配合dpll同步跟蹤,實(shí)際頻差與預(yù)測頻差之間產(chǎn)生的相位誤差信號(hào)δθ（n）將趨于零,此時(shí)hilbert變換鑒相器同相支路輸出i’（n）＝f（n）cos[δθ（n）] 趨于f（n）,頻偏得到校正,即實(shí)現(xiàn)了收發(fā)兩端載波同步,從載波已調(diào)擴(kuò)頻信號(hào)中解調(diào)出了擴(kuò)頻信號(hào)�！�
采用dsp進(jìn)行解擴(kuò)不同于采用純硬件解擴(kuò),他不但需要考慮載波頻偏的影響,還需要考慮系統(tǒng)同步過程中估計(jì)的擴(kuò)頻起始位置與實(shí)際的擴(kuò)頻起始位置不一致的情況,即同步起始位置漂移（收發(fā)兩端信息流數(shù)率不一致）問題,以及系統(tǒng)同步以后如何保證系統(tǒng)不丟失同步信息。本文提出的系統(tǒng)同步算法能滿足上述要求。