淺談WCDMA發(fā)射頻段無源互調(diào)失真的測(cè)量
淺談WCDMA發(fā)射頻段無源互調(diào)失真的測(cè)量
由二個(gè)頻率產(chǎn)生的三階互調(diào)失真是現(xiàn)代通信系統(tǒng)中普遍存在的問題。當(dāng)系統(tǒng)中二個(gè)（或更多）的載頻信號(hào)通過一個(gè)無源器件，如天線、電纜、濾波器和雙工器時(shí)，由于其機(jī)械接觸的不可靠，虛焊和表面氧化等原因，在不同材 料的連接處會(huì)產(chǎn)生非線性因素，這就像混頻二極管。二個(gè)載頻信號(hào)（F1和F2）及其二次諧波（2F1和2F2）所進(jìn)一步產(chǎn)生的最大互調(diào)產(chǎn)物就是三階互調(diào)失真（2F1-F2和2F2-F1）。三階互調(diào)產(chǎn)物（IM3）的典型指標(biāo)是當(dāng)二個(gè)+43dBm的載頻信號(hào)同時(shí)加到被測(cè)器件（DUT）時(shí)，其產(chǎn)生的IM3值不大于-110dBm，也就是-153dBc。
　　三階互調(diào)失真會(huì)降低通信系統(tǒng)的性能。發(fā)射信號(hào)中過大的三階互調(diào)產(chǎn)物會(huì)干擾其它的接收機(jī)，最終造成接收機(jī)無法正常工作。通常，設(shè)計(jì)者較為關(guān)心有源器件的互調(diào)測(cè)試。但是隨著通信系統(tǒng)的發(fā)展和系統(tǒng)質(zhì)量的提高，對(duì)無源互調(diào)的測(cè)量也越來越重視了。
　　WCDMA系統(tǒng)的無源互調(diào)
　　在GSM900/1800和800MHzCDMA通信系統(tǒng)中，由發(fā)射頻段產(chǎn)生的三階互調(diào)產(chǎn)物會(huì)落入到它們各自的接收頻段。而WCDMA頻段則不同，其發(fā)射頻段（2110MHz～2170MHz）產(chǎn)生的三階互調(diào)產(chǎn)物不會(huì)落入到其自身的接收頻段（1920MHz～1980MHz），而會(huì)落到發(fā)射頻段。通過以下數(shù)學(xué)計(jì)算可以來驗(yàn)證這個(gè)現(xiàn)象。
　　三階互調(diào)產(chǎn)物FIM3=2F1-F2，其中F1=[2110、2170]，F(xiàn)2=[2110、2170]。要證明FIM3≠[1920、1980]，只要求出FIM3的取值范圍，再看這個(gè)集合與[1920、1980]是否有交集即可。
　　要求FIM3的取值范圍，關(guān)鍵要求出其最小值FIM3(min)和最大值FIM3(max)：FIM3(min)=2F1min-F2max=2×2110-2170=2050；FIM3(max)=2F1max-F2min=2×2170-2110=2230�？梢�，F(xiàn)IM3=[2050、2230]與[1920、1980]無相交部分，也就是說FIM3≠[1920、1980]。
　　通過計(jì)算工具也可以表征WCDMA頻段三階互調(diào)的變化趨勢(shì)，這種變化趨勢(shì)與上述計(jì)算結(jié)果是一致的，見圖1所示。
　　圖1a表示了當(dāng)F1=2110.0MHz，F(xiàn)2從2110.0MHz向2170.0MHz方向變化時(shí)，IM3從2050.0向2110.0MHz的變化趨勢(shì)；圖1b表示了當(dāng)F1=2110.0MHz，F(xiàn)2從2170.0MHz向2110.0MHz方向變化時(shí)，IM3從2230.0向2110.0MHz的變化趨勢(shì)。

　　從以上情況可以發(fā)現(xiàn)，無論F1和F2在2110.0MHz～2170.0MHz范圍內(nèi)如何變化，其IM3均不會(huì)落入到1920.0MHz～1980.0MHz頻段，而會(huì)落到2050.0MHz～2170.0MHz頻段。此外，WCDMA系統(tǒng)的七階互調(diào)會(huì)落入其接收頻段，如IM7=4×2110-3×2170=1930MHz，有關(guān)這個(gè)問題將另文討論。
　　在WCDMA系統(tǒng)中，如果在發(fā)射頻段產(chǎn)生一個(gè)-110dBm的無源互調(diào)信號(hào)，也就是干擾信號(hào)，這可能會(huì)給系統(tǒng)帶來影響，因?yàn)檫@個(gè)數(shù)值已經(jīng)大于系統(tǒng)中有用信號(hào)的最小幅度了。
　　WCDMA系統(tǒng)發(fā)射頻段的無源互調(diào)測(cè)量
　　在GSM900/1800和800MHzCDMA通信系統(tǒng)中，由發(fā)射頻段產(chǎn)生的IM3會(huì)落入到各自的接收頻段。在這三種系統(tǒng)的無源互調(diào)測(cè)量系統(tǒng)中，通常采用雙工器和濾波器來提取IM3值。圖2是一個(gè)典型的GSM900接收頻段的二端口器件無源互調(diào)測(cè)量系統(tǒng)（BXTPIM900）。當(dāng)F1和F2通過DUT時(shí)，DUT的輸出存在4個(gè)頻率分量F1、F2、2F1-F2和2F2-F1，其中F1和F2直接被大功率低互調(diào)負(fù)載所吸收，而2F1-F2和2F2-F1則被雙工器提取出來，濾波器則是為了進(jìn)一步濾除F1和F2，以提高頻譜分析儀的動(dòng)態(tài)范圍。由于三階互調(diào)產(chǎn)物全部落入接收頻段，故可以采用標(biāo)準(zhǔn)的雙工器和濾波器。
圖2BXTPIM900二端口無源互調(diào)測(cè)量系統(tǒng)


　　而WCDMA頻段則不同，從上述分析中我們發(fā)現(xiàn)，其發(fā)射頻段（2110MHz～2170MHz）產(chǎn)生的IM3值落到了發(fā)射頻段，也就是說IM3值和F1及F2靠的很近。在這種情況下，無法采用雙工器將IM3提取出來，而要采用其它方法。
　　圖3參照了IEC推薦的發(fā)射頻段IM3測(cè)試方法。二個(gè)46dBm的CW信號(hào)分別通過合路器合成到一條傳輸線中并加到DUT上，合成信號(hào)通過DUT后被一個(gè)低互調(diào)負(fù)載吸收，其中-30dB的信號(hào)被定向耦合器耦合出來，通過一個(gè)可調(diào)帶通濾波器，在頻譜分析儀上測(cè)試出允許的IM3值。
　　從測(cè)試原理和方法看，無源互調(diào)的測(cè)試并不復(fù)雜，但是要完成準(zhǔn)確的測(cè)試卻并不容易。在搭建測(cè)試系統(tǒng)時(shí)，要注意系統(tǒng)中的每個(gè)環(huán)節(jié)。
　�。�1）功率放大器。在一些PIM測(cè)試系統(tǒng)中，通常采用43dBm的功放。然而在WCDMA系統(tǒng)中，由于WCDMA信號(hào)的高峰均功率比而對(duì)系統(tǒng)的發(fā)射功率提出了更高的要求，也就是說WCDMA系統(tǒng)中的無源器件會(huì)在更高的射頻功率電平下工作。所以WCDMA無源互調(diào)測(cè)量系統(tǒng)中的功率應(yīng)盡可能大，但是由于受到放大器成本和合路器功率容量的限制，通常采用46-47dBm的功率放大器。
　�。�2）定向耦合器。采用30dB定向耦合器是考慮到輸入到頻譜儀的F1和F2功率總和盡可能小，一來可使頻譜儀工作在安全電平下，二來可避免大功率信號(hào)在頻譜議內(nèi)產(chǎn)生有源互調(diào)，可以通過帶通濾波器將F1和F2抑制到0dBm以下。
　�。�3）濾波器。由于WCDMA三階互調(diào)產(chǎn)物落在發(fā)射頻段，所以無法用固定濾波器來提取IM3分量�？梢圆捎每烧{(diào)的帶通濾波器來完成這個(gè)功能。帶通濾波器的Q值應(yīng)盡可能的高，建議采用五節(jié)帶通濾波器。
　�。�4）測(cè)試系統(tǒng)。從無源互調(diào)測(cè)試原理考慮，測(cè)試系統(tǒng)應(yīng)固化在標(biāo)準(zhǔn)機(jī)箱內(nèi)。這樣可以避免很多影響測(cè)試精度的不確定因素，如可以用半柔電纜來替代編織電纜，合理掌握接頭的連接力矩，防止系統(tǒng)中的器件的移動(dòng)而導(dǎo)致的接觸不良等因素影響測(cè)試。
　�。�5）測(cè)試電纜。在整個(gè)系統(tǒng)中，惟一需要經(jīng)常移動(dòng)的就是DUT和連接DUT的電纜。雖然皺紋電纜和半柔電纜的自身無源互調(diào)性能很好，但是這些電纜并不能作為測(cè)試電纜應(yīng)用，原因是不能反復(fù)彎曲。所以，只能采用特種編織電纜或者微波電纜來做無源互調(diào)的測(cè)試電纜，如RG393，這種電纜自身的PIM值可以達(dá)到-165dBc。
圖3BXTPIM2100T WCDMA二端口無源互調(diào)測(cè)量系統(tǒng)


　　良好的通信質(zhì)量是由載頻/干擾比（C/I）指標(biāo)來保證的，“I”值應(yīng)盡可能低。理想情況下，“I”值應(yīng)小于接收機(jī)的噪聲底。從上述分析可以證明，產(chǎn)生無用干擾的一個(gè)主要原因就是無源互調(diào)。
　　WCDMA系統(tǒng)目前正處于起步階段，其無源互調(diào)的測(cè)量也沒有標(biāo)準(zhǔn)可依，目前只有少數(shù)企業(yè)在從事WCDMA無源互調(diào)測(cè)試的研究。但由于這個(gè)指標(biāo)會(huì)直接影響到無源器件的生產(chǎn)和制造，進(jìn)一步影響到系統(tǒng)的性能，目前已有越來越多的無源器件制造商和基站制造商開始關(guān)心這個(gè)指標(biāo)，相信在不遠(yuǎn)的將來就會(huì)有合適的無源互調(diào)測(cè)量系統(tǒng)誕生。

高線性低噪聲放大器設(shè)計(jì)

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作者：陳會(huì) 王登本 魏念東 來源： 時(shí)間：2006-7-1 15:59:43 閱讀次數(shù)：53 閱讀等級(jí)： 需要積分：0

摘要:本文介紹了一種L波段單級(jí)高線性低噪聲放大器的工作原理和設(shè)計(jì)方法。與傳統(tǒng)的接收機(jī)射頻前端放大器主要考慮低噪聲和高增益特性不同,文中選用了低成本、低功耗的SiGe NPN BJT器件設(shè)計(jì)高三階交截點(diǎn)的低噪聲放大器。設(shè)計(jì)中利用了微波CAD工具對(duì)電路進(jìn)行仿真與優(yōu)化,同時(shí)對(duì)生成的微帶印刷電路板進(jìn)行了電磁仿真。

關(guān)鍵詞:高三階交截點(diǎn);低噪聲放大器;電磁仿真

引　言

隨著無線通信事業(yè)的不斷發(fā)展,人們對(duì)無線系統(tǒng)的射頻接收機(jī)提出了越來越高的要求,比如低功耗、低噪聲、大動(dòng)態(tài)范圍、高靈敏度和高線性度等。因此,處于接收機(jī)最前端的放大器對(duì)于提高系統(tǒng)性能起到了關(guān)鍵作用。傳統(tǒng)的研究主要集中在如何獲得低噪聲和高增益特性上,對(duì)接收前端放大器高線性度問題的研究常常被忽略。

Ansoft公司的Designer軟件包是集電路和電磁仿真于一體的強(qiáng)大CAD工具。設(shè)計(jì)中,利用該軟件對(duì)放大器的三階互調(diào)和噪聲等性能進(jìn)行仿真和優(yōu)化,同時(shí)對(duì)生成的PCB進(jìn)行了電磁仿真,得到了令人滿意的設(shè)計(jì)結(jié)果。這種低成本、低功耗和高線性的LNA可廣泛應(yīng)用于PCS波段以及CDMA蜂窩移動(dòng)手機(jī)中。

1　高線性低噪聲放大器原理設(shè)計(jì)

1. 1　系統(tǒng)考慮與主要指標(biāo)要求
在移動(dòng)通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)中,低噪聲放大器處于接收機(jī)的射頻最前端,如圖1所示。因此,系統(tǒng)的噪聲性能和線性度主要取決于該前端放大器的噪聲性能和線性特性。這里設(shè)計(jì)的放大器主要技術(shù)指標(biāo):工作頻率范圍f =1950 MHz;增益G >14dB;噪聲系數(shù)Nf < 1.1dB;輸出1dB;壓縮點(diǎn)OP1dB>+ 5 dBm;輸出三階交截點(diǎn)OIP3 > + 24dBm輸入輸出回波損耗RL<10dB。


圖1　LNA與系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖

1. 2　器件選擇與偏置電路設(shè)計(jì)
隨著微電子工藝的不斷進(jìn)步,已能選擇到噪聲性能好、線性度高同時(shí)價(jià)格又便宜的雙極晶體管,可以實(shí)現(xiàn)高線性低噪聲放大器。設(shè)計(jì)中所選器件的主要性能參數(shù)如表1所示。

直流偏置決定了晶體管的靜態(tài)工作點(diǎn),因而也就決定了放大器的各種性能。但這些性能參數(shù)常常相互矛盾、彼此制約,因此,在考慮直流偏置點(diǎn)時(shí),通常要在各種特定指標(biāo),如增益、線性度、噪聲系數(shù)和功率消耗等之間作出折衷的選擇。盡管大電流可以改善線性度和增益,但同時(shí)也帶來噪聲系數(shù)的增加。通過增加集- 射極電壓可以改進(jìn)電路的線性度,但是當(dāng)接近擊穿電壓(BVCEO)時(shí),噪聲系數(shù)會(huì)由于電壓擊穿而開始惡化。設(shè)計(jì)所選器件的最小擊穿電壓為2.3V,因此,在綜合考慮各種特定指標(biāo)要求的情況下選擇C-E極間偏置電壓Vce=2.0V和集電極偏置電流Ic=8 mA。

在圖2電路原理圖中,電阻R3將電源電壓由3V降低到2.1V, R2給晶體管的基極提供電壓偏置, R1起到改善放大器穩(wěn)定度的作用。圖2所示偏置電路簡(jiǎn)單實(shí)用,并提供適當(dāng)數(shù)量的負(fù)反饋用于補(bǔ)償由于器件的離散性和整個(gè)寬溫( -40℃～+85℃)工作范圍內(nèi)直流增益β的變化。其反饋原理是:假如溫度變化或器件離散性使直流增益β產(chǎn)生變化而導(dǎo)致器件電流增加,則電阻R3壓降會(huì)增加,這樣基極電壓VB會(huì)減少,從而器件電流減小,因此提供了直流負(fù)反饋,使器件的靜態(tài)工作點(diǎn)穩(wěn)定。

圖2　高線性噪聲放大器電路原理圖

1. 3　穩(wěn)定性的改善
S參數(shù)描述的線性二端口器件絕對(duì)穩(wěn)定充分必要條件是: (a) K>1; ( b) | Δ | < 1。其中


利用Ansoft公司的Designer仿真軟件包優(yōu)化設(shè)計(jì)LNA的穩(wěn)定因子K, 這將大大提高設(shè)計(jì)效率。最初的仿真結(jié)果顯示穩(wěn)定系數(shù)K<1,如圖3所示。因此考慮在發(fā)射級(jí)串接電感以改進(jìn)放大器的穩(wěn)定性,但同時(shí)也引起噪聲性能的惡化。在低頻,當(dāng)適量增加串接電感量時(shí)既可以改進(jìn)放大器線性度又可以改善穩(wěn)定性,但在高頻(如5GHz～12GHz),隨著發(fā)射極電感度量進(jìn)一步增加,放大器穩(wěn)定性會(huì)下降。仿真表明:通過輸出電阻負(fù)載R1=10Ω以及與發(fā)射極并聯(lián)的電感L3,改善了LNA的穩(wěn)定因子K,使之大于1,特別是在800MHz～1200MHz頻率范圍。C5=10pF作為旁路電容,在低頻時(shí)的影響比在2GHz時(shí)的小,因此在低頻段,LNA輸出端負(fù)載電阻R1=10Ω起到了改善穩(wěn)定性的作用。

圖3　串接電感前后的K對(duì)比曲線

1. 4　輸入輸出匹配電路設(shè)計(jì)
由于器件的S12≠0,所以由L2、C2組成的輸出匹配電路和串接在發(fā)射極的電感有利于改善輸入回波損耗和噪聲匹配,因而能夠消除由器件輸入端的射頻元件帶來的不利影響。輸入匹配電路由10pF的隔直電容C1和在基極提供電流偏置的電感L1組成,因此避免了使用調(diào)諧元件對(duì)電路進(jìn)行煩瑣的優(yōu)化設(shè)計(jì),以達(dá)到對(duì)輸入回波損耗和噪聲系數(shù)的平衡。放大器優(yōu)化后的輸入輸出回?fù)p如圖4所示,滿足設(shè)計(jì)要求。

圖4　S11、S22頻率特性曲線

1. 5　噪聲系數(shù)的改善
所選器件在放大器正常工作頻率范圍內(nèi)具有良好的噪聲性能,可與價(jià)格昂貴的PHEMT和GaAsMESFET器件相媲美。在2GHz左右,最小噪聲系數(shù)的偏置電流大約是5mA。然而,要得到+25dBm的OIP3,所需最小電流大約是8mA�？紤]到偏置電流對(duì)噪聲系數(shù)的影響,在設(shè)計(jì)中必須對(duì)噪聲系數(shù)和三階交截點(diǎn)進(jìn)行折衷考慮。另外,在發(fā)射極串接電感L3改善了放大器的線性度但同時(shí)也帶來噪聲性能的惡化,其惡化程度如圖5所示。因此,設(shè)計(jì)中也要對(duì)串接電感L3進(jìn)行優(yōu)化,以平衡放大器的三階交截點(diǎn)和噪聲系數(shù)。

圖5　串接電感前后的噪聲系數(shù)對(duì)比曲線

1. 6　高三階交截點(diǎn)的設(shè)計(jì)
兩種技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)OIP3 > +25dBm的設(shè)計(jì)要求,即在發(fā)射極串接電感以及增加在B-E結(jié)的電荷儲(chǔ)量。

(1)發(fā)射極串接電感
在發(fā)射極串接電感,可以改善放大器的穩(wěn)定度和線性度,但同時(shí)也影響器件的輸入輸出匹配和噪聲匹配。考慮到實(shí)際射頻放大器電路尺寸很小,外接電抗元件難于實(shí)現(xiàn),因此設(shè)計(jì)中采用二節(jié)并聯(lián)的微帶線接地(如圖6所示)作為反饋元件以等效電路所需的電感量,從而改善了放大器的三階交截點(diǎn),當(dāng)然這樣也會(huì)減小放大器的增益以及引起噪聲性能在一定程度上的惡化。優(yōu)化設(shè)計(jì)表明:為了使放大器的OIP3提高約4.5dBm,增益卻減小了約3.5dB,分別如圖7和圖8所示。

圖6　串聯(lián)負(fù)反饋微帶線結(jié)構(gòu)


圖7　串接電感后IP3增加約4.5 dBm


圖8　發(fā)射極串接電感后增益下降約3.5 dB

(2)增加B-E結(jié)電荷儲(chǔ)存
在雙音測(cè)試中,輸入兩個(gè)等幅、頻率分別為f1和f2的正弦信號(hào),差頻1MHz。因此,器件非線性二階互調(diào)產(chǎn)物f2 - f1以1MHz的速率調(diào)制B-E結(jié)和C-E結(jié)的電壓。而發(fā)射極電流是B-E結(jié)電壓的指數(shù)函數(shù),即Ie≈Iese(qVBE/KT),所以低頻互調(diào)產(chǎn)物f2-f1出現(xiàn)在器件的終端將會(huì)以f2 - f1的速率改變晶體管的工作點(diǎn),這樣反過來也影響了失真產(chǎn)物的電平。所以,如果在B-E結(jié)間增加一個(gè)相對(duì)大的電容,則可以旁路掉這個(gè)低頻產(chǎn)物f2-f1, 那么B-E結(jié)的電壓波動(dòng)將會(huì)減少,因而減少了三階互調(diào)產(chǎn)物。在圖2中, C3=0.1μF起到了旁路低頻互調(diào)產(chǎn)物f2-f1的作用。同理, C6= 0.1μF也是用于旁路低頻互調(diào)產(chǎn)物f2-f1的,但效果不如在基極改善明顯。

設(shè)計(jì)中采用集總電感進(jìn)行基極偏置并把直流偏置網(wǎng)絡(luò)與射頻信號(hào)分開,而不用高阻抗微帶線實(shí)現(xiàn),這樣在低頻端晶體管B-E結(jié)電荷儲(chǔ)存與終端之間獲得低阻抗,使偏置回路與射頻回路取得更好的分隔效果。電感L1=15nH在幾十兆赫茲頻段產(chǎn)生的阻抗可忽略,但在1950 MHz卻能獲得足夠大阻抗,使LNA在正常工作頻率范圍內(nèi)把晶體管基極與偏置網(wǎng)絡(luò)分開。

2　印刷電路板的電磁仿真

通過上一節(jié)對(duì)放大器的分析和優(yōu)化設(shè)計(jì),將最終得到的電路制作在FR4(εr=4.5, h=0.8 mm)基片上,其PCB如圖9所示。

圖9　放大器印刷電路板圖

考慮到實(shí)際制作的PCB可能與原理設(shè)計(jì)的情況不完全一致,因此為了進(jìn)一步了解電路性能,也為了更好地調(diào)試實(shí)際電路,有必要對(duì)放大器PCB進(jìn)行電磁仿真。Designer工具中的電磁仿真模塊可以實(shí)現(xiàn)對(duì)電路PCB的電磁仿真。首先,在AutoCAD繪圖工具中創(chuàng)建LNA的Layout印刷電路布線圖�？紤]到DC偏置網(wǎng)絡(luò)和射頻扼流電感已將偏置電路與射頻信號(hào)較好地分隔開,實(shí)際操作時(shí)將針對(duì)放大器的AC等效電路進(jìn)行電磁建模,如圖10所示;其次,是定義介質(zhì)基片材料的各種特性參數(shù)(必須與電路仿真原理圖中定義的基片材料一致) ;接著是從AutoCAD繪圖工具中導(dǎo)入放大器的PCB電磁仿真模型;然后定義輸入輸出端口激勵(lì)和器件的S參數(shù)模型;在這些工作完成之后,就可以對(duì)上述模型進(jìn)行仿真設(shè)置并運(yùn)行仿真;最后是對(duì)結(jié)果進(jìn)行分析和處理。從仿真結(jié)果來看,兩者吻合得較好,其結(jié)果分別如圖11、圖12所示。


圖10　放大器PCB電磁仿真模型


圖11　S11、S22頻率特性曲線


圖12　S21、S12頻率特性曲線

3　結(jié)　語(yǔ)

選用性能優(yōu)良的SiGe NPN BJT器件,利用仿真工具設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了低成本、低功耗和高線性的單級(jí)LNA。測(cè)試結(jié)果:放大器輸出三階交調(diào)點(diǎn)+ 25 dBm、噪聲系數(shù)1.0dB、輸出1dB壓縮點(diǎn)+ 5.5dBm和增益14.5dB以及輸入輸出回波損耗均優(yōu)于10 dB。因此,達(dá)到了設(shè)計(jì)指標(biāo)要求。




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