ｏｆｄｍ

百科解釋

目錄·正交頻分復(fù)用的發(fā)展
·單載波與多載波傳送
·子載波間的正交性(Orthogonality)
·系統(tǒng)架構(gòu)特性
·Reference

　　OFDM的概念于20世紀(jì)50—60年底提出，1970年OFDM的專利被發(fā)表，其基本思想通過(guò)采用允許子信道頻譜重疊，但相互間又不影響的頻分復(fù)用（FDM）方法來(lái)并行傳送數(shù)據(jù)。OFDM早期的應(yīng)用有AN/GSC_10高頻可變速率數(shù)傳調(diào)制解調(diào)器等。早期的OFDM系統(tǒng)中，發(fā)信機(jī)和相關(guān)接收機(jī)所需的副載波陣列是由正弦信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的，系統(tǒng)復(fù)雜且昂貴。1972年Weinstein和Ebert提出了使用離散傅立葉變換實(shí)現(xiàn)OFDM系統(tǒng)中的全部調(diào)制和調(diào)解功能的建議，簡(jiǎn)化了振蕩器陣列以及相關(guān)接收機(jī)本地載波之間嚴(yán)格同步的問(wèn)題，為實(shí)現(xiàn)OFDM的全數(shù)字化方案做了理論上的準(zhǔn)備。
　　80年代后，OFDM的調(diào)整技術(shù)再一次成為研究熱點(diǎn)。例如，在有線信道的研究中，Hirosaki于1981年用DFT完成的OFDM調(diào)整技術(shù)，試驗(yàn)成功了16QAM多路并行傳送19.2kbit/s的電話線MODEM.
　　進(jìn)入90年代，OFDM的應(yīng)用又涉及到了利用移動(dòng)調(diào)頻和單邊帶（SSB）信道進(jìn)行高速數(shù)據(jù)通信，陸地移動(dòng)通信，高速數(shù)字用戶環(huán)路（HDSL），非對(duì)稱數(shù)字用戶環(huán)路（ADSL）及高清晰度數(shù)字電視（HDTV）和陸地廣播等各種通信系統(tǒng)。
　　由于技術(shù)的可實(shí)現(xiàn)性，在二十世紀(jì)90年代，OFDM廣泛用干各種數(shù)字傳輸和通信中，如移動(dòng)無(wú)線FM信道，高比特率數(shù)字用戶線系統(tǒng)(HDSL)，不對(duì)稱數(shù)字用戶線系統(tǒng)(ADSL)，甚高比特率數(shù)字用戶線系統(tǒng)HDSI〕，數(shù)字音頻廣播(DAB)系統(tǒng)，數(shù)字視頻廣播(DVB)和HDTV地面?zhèn)鞑ハ到y(tǒng)。1999年，IEEE802.lla通過(guò)了一個(gè)SGHz的無(wú)線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，其中OFDM調(diào)制技術(shù)被采用為物理層標(biāo)準(zhǔn)，使得傳輸速率可以達(dá)54MbPs。這樣，可提供25MbPs的無(wú)線ATM接口和10MbPs的以太網(wǎng)無(wú)線幀結(jié)構(gòu)接口，并支持語(yǔ)音、數(shù)據(jù)、圖像業(yè)務(wù)。這樣的速率完全能滿足室內(nèi)、室外的各種應(yīng)用場(chǎng)合。歐洲電信組織(ETsl)的寬帶射頻接入網(wǎng)的局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)HiperiLAN2也把OFDM定為它的調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)。
　　2001年，IEEE802.16通過(guò)了無(wú)線城域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，該標(biāo)準(zhǔn)根據(jù)使用頻段的不同，具體可分為視距和非視距兩種。其中，使用2一11GHz許可和免許可頻段，由于在該頻段波長(zhǎng)較長(zhǎng)，適合非視距傳播，此時(shí)系統(tǒng)會(huì)存在較強(qiáng)的多徑效應(yīng)，而在免許可頻段還存在干擾問(wèn)題，所以系統(tǒng)采用了抵抗多徑效應(yīng)、頻率選擇性衰落或窄帶干擾上有明顯優(yōu)勢(shì)的OFDM調(diào)制，多址方式為OFDMA。而后，IEEE802.16的標(biāo)準(zhǔn)每年都在發(fā)展，2006年2月，IEEE802.16e(移動(dòng)寬帶無(wú)線城域網(wǎng)接入空中接口標(biāo)準(zhǔn))形成了最終的出版物。當(dāng)然，無(wú)線嬰兒監(jiān)視器采用的調(diào)制方式仍然是OFDM。
2004年11月，根據(jù)眾多移動(dòng)通信運(yùn)營(yíng)商、制造商和研究機(jī)構(gòu)的要求，3GPP通過(guò)被稱為L(zhǎng)ongTermEvolution(LTE)即“3G長(zhǎng)期演進(jìn)”的立項(xiàng)工作。項(xiàng)目以制定3G演進(jìn)型系統(tǒng)技術(shù)規(guī)范作為目標(biāo)。3GPP經(jīng)過(guò)激烈的討論和艱苦的融合，終于在2005年12月選定了LTE的基本傳輸技術(shù)，即下行OFDM，上行SC(單載波關(guān)FDMA。OFDM由于技術(shù)的成熟性，被選用為下行標(biāo)準(zhǔn)很快就達(dá)成了共識(shí)。而上行技術(shù)的選擇上，由于OFDM的高峰均比(PAPR)使得一些設(shè)備商認(rèn)為會(huì)增加終端的功放成本和功率消耗，限制終端的使用時(shí)間，一些則認(rèn)為可以通過(guò)濾波，削峰等方法限制峰均比。不過(guò)，經(jīng)過(guò)討論后，最后上行還是采用了SC一FDMA方式。擁有我國(guó)自主知識(shí)產(chǎn)權(quán)的3G標(biāo)準(zhǔn)一一TD-SCDMA在LTE演進(jìn)計(jì)劃中也提出了TD一CDM一OFDM的方案B3G/4G是ITU提出的目標(biāo)，并希望在2010年予以實(shí)現(xiàn)。B3G/4G的目標(biāo)是在高速移動(dòng)環(huán)境下支持高達(dá)100Mb/S的下行數(shù)據(jù)傳輸速率，在室內(nèi)和靜止環(huán)境下支持高達(dá)IGb/S的下行數(shù)據(jù)傳輸速率。而OFDM技術(shù)也將扮演重要的角色。

單載波與多載波傳送

　　單載波(single carrier) Image:Single.jpg 使用者在任何時(shí)間上只利用一個(gè)載波來(lái)進(jìn)行傳送與接收信號(hào)，如連結(jié)附pic1所示。pic1中bi表傳送之比特符號(hào)，s(t)表傳送信號(hào)，f則是單一傳送頻率多載波(multi-carrier) Image:Multi.jpg 同時(shí)利用多個(gè)不同頻率的載波傳送及接收信號(hào)，如pic 2所示。OFDM即利用數(shù)個(gè)(2的次方)正交的子載波傳送信號(hào)。OFDM變是多載波調(diào)制的特例，其使用數(shù)個(gè)正交載波調(diào)制信號(hào)，在每個(gè)子載波間不需要有Guard band間隔大大的增加了帶寬使用效率，且ofdm更有bit allocation的概念，即通道環(huán)境好的子載波就加大該載波的power或提高調(diào)制等級(jí)(ex:BPSK->QAM)，bit allocation使得OFDM帶寬使用效率更加。

子載波間的正交性(Orthogonality)

∫х(t)y*(t)dt=0 ? ∫Х(f)Y(f)df=0……①

　　為了避免子載波間互相干擾，多載波系統(tǒng)對(duì)于子載波間的正交性要求相當(dāng)高。為了滿足子載波間彼此正交，子載波的頻率間隔需要有一定要求來(lái)滿足①式在此可以由下述的有限頻帶的帶通信號(hào)來(lái)進(jìn)行說(shuō)明解釋此一要求：

　　假定我們目前要分析兩子載波頻率{ f1, f2}之間的間隔Δf ，我們先計(jì)算其交互相關(guān)性(cross-correlation)

　　其中Δf=f1 ? f2表兩個(gè)載波間的頻率間隔，在上式中若ΔfT = n 其中n 為一個(gè)非零整數(shù)，如：Δf=n/T 則此時(shí)R=0 即代表這兩個(gè)子載波在符元周期內(nèi)為正交。

系統(tǒng)架構(gòu)特性

并列轉(zhuǎn)串行

　　正交頻分多址系統(tǒng)設(shè)計(jì)中最重要的觀念就是并行資料傳輸，并行資料傳輸?shù)募夹g(shù)是透過(guò)串行至并行變換器實(shí)現(xiàn)。正交頻分多址系統(tǒng)把資料載送到較小

　　帶寬的子載波上，相當(dāng)于將每一個(gè)并行資料分別經(jīng)過(guò)不同的子載波調(diào)制后傳送

　　一般的串行傳輸系統(tǒng)中，是把信號(hào)以連續(xù)序列的方式傳送出去，當(dāng)信號(hào)的傳輸速率很高時(shí)，信號(hào)的頻譜可能大到占滿整個(gè)可用的帶寬，此時(shí)信號(hào)會(huì)因?yàn)橥?BR>
　　過(guò)頻率選擇性衰減通道而造成信號(hào)的失真。相對(duì)的，在并行傳輸系統(tǒng)中，資料是同時(shí)并行進(jìn)行傳輸，每一個(gè)個(gè)別并行信號(hào)占有較小的帶寬，所以信號(hào)所經(jīng) 過(guò)的通道頻率響應(yīng)(frequency response)可以視為是平坦

信號(hào)對(duì)應(yīng)

　　將比特串流對(duì)應(yīng)各調(diào)制(ex:BPSK QPSK QAM)的符號(hào)

　　FFT的應(yīng)用

　　由pic2可知s(t)信號(hào)

　　對(duì)t=NTs取樣

　　取f=1 / NTS,fk=kf得 :IDFT
　　由上式得OFDM可以用DFT FFT技術(shù)implement

　　反快速傅里葉變換和快速傅里葉變換算法為反離散傅里葉變換和離散傅里葉變換之快速硬件實(shí)現(xiàn)。
　　在IEEE 802.11a 里，反快速傅里葉變換和快速傅里葉變換的大小為N = 64。

cyclic prefix and Guard interval

　　傳送信號(hào)在通過(guò)具有多重路徑干擾的通道后，會(huì)造成前一個(gè)符元的后端部份干擾到下一個(gè)符元的前端，此稱之為符元間的干擾(ISI)

　　為了克服ISI的問(wèn)題，在OFDM symbol前端加入一保護(hù)區(qū)間(Guard Interval)，如附錄Pic 3所示。為了對(duì)抗信號(hào)因通道延遲的影響

　　Gurad interval(Tg)長(zhǎng)度要大于最大的Delay spread，即Tg>delay spread time。

　　在保護(hù)區(qū)間未放信號(hào)的OFDM系統(tǒng)稱ZP-OFDM(zero padding)。ZP-OFDM有比較低的傳輸功率，但在接收端接收于zero padding區(qū)域信號(hào)時(shí)，

　　會(huì)破壞載波的正交性造成ICI，所以復(fù)制OFDM symbol后半段信號(hào)并擺放于保護(hù)區(qū)間內(nèi)，稱之為循環(huán)字首(cyclic prefix)；循環(huán)字首會(huì)造成帶寬效益下降，故必須小于OFDM symbol長(zhǎng)度的1/4。如:一個(gè)OFDM symbol共有256個(gè)子載波，則其循環(huán)字長(zhǎng)度為64個(gè)比特。

通道估測(cè)及等化器

　　由于在信號(hào)傳輸時(shí)，接收端收到的信號(hào)是傳送信號(hào)和通道響應(yīng)作用過(guò)的結(jié)果，所以為了解出傳送信號(hào)勢(shì)必要得到通道響應(yīng)，所以要作通道估測(cè)。再高速移動(dòng)環(huán)境時(shí)變通道估測(cè)更是重要，不好的通道估測(cè)會(huì)造成會(huì)造成錯(cuò)誤率上升；通道估測(cè)常見(jiàn)的方法就是加入測(cè)試信號(hào)(training symbol)，由測(cè)試信號(hào)得到測(cè)試信號(hào)那些點(diǎn)的通道響應(yīng)對(duì)通道其他點(diǎn)作估測(cè)，進(jìn)而求出整個(gè)通道響應(yīng)。等化器由通道估測(cè)的結(jié)果對(duì)接收信號(hào)作通道補(bǔ)償，降低錯(cuò)誤率。由于OFDM將帶寬切割成數(shù)個(gè)小頻帶，故更接近通道的coherent bandwidth，所以信號(hào)受到通道失真變小，故可以用簡(jiǎn)單的一階等化器補(bǔ)償。

　　遇到的問(wèn)題各種同步問(wèn)題 Image:Sto.jpg symbol timing offset 　　當(dāng)接收信號(hào)進(jìn)入fft時(shí)，要找到適當(dāng)起點(diǎn)從起點(diǎn)后選取多點(diǎn)作離散傅里葉變換，將信號(hào)從time domain轉(zhuǎn)回freq domain，若選取太早或太晚都會(huì)產(chǎn)生ISI。　　上示Z表接收信號(hào),X表傳送信號(hào),H則是通道響應(yīng),V則是AWGN噪聲，由本式可見(jiàn)STO會(huì)造成接收信號(hào)相位改變、ISI及幅度失真 sampling clock offset 　　如上圖所示，由于傳送端及接收端的取樣速率不一樣，會(huì)造成取樣點(diǎn)的誤差，而且越后面的子載波SCO誤差會(huì)越大在pic 7的例子中第11個(gè)子載波已經(jīng) 差到一個(gè)OFDM載波間隔的大小。SCO會(huì)造成幅度失真,相位飄移(phase shift),ICI等影響。 carrier phase offset 　　傳送端在傳送端最后會(huì)乘上一載波f1使基頻信號(hào)載至旁頻，在傳送端要將旁頻降回基頻會(huì)再乘上一載波f2，由于f1 f2兩載波相位的不同在升降頻之間會(huì)造成carrier phase offset。傳送接收端的相對(duì)運(yùn)動(dòng)的督普勒效應(yīng)也會(huì)造成相位carrier phase offset。
Carrier phase offset會(huì)造成接收信號(hào)相位飄移及ICI。在產(chǎn)生高頻載波時(shí)由于都會(huì)有起始相位，所以很難用人為因素使傳送端高頻載波和接收端載波完全同步。 carrier frequency offset 　　如同phase offset傳送升頻及接收端降頻載波的頻率不同步，會(huì)造成carrier frequency offset。傳送及接收端的相對(duì)運(yùn)動(dòng)所產(chǎn)生的doppler shift也會(huì)產(chǎn)生CFO。SCO越后面子載波偏移會(huì)越大，但CFO則是每個(gè)子載波所受到的frequency shift都是相同。在高速移動(dòng)環(huán)境下CFO影響更嚴(yán)重。CFO會(huì)造成嚴(yán)重的ICI效應(yīng) Peak to Average Power Ratio

　　由于OFDM信號(hào)是由多個(gè)調(diào)制過(guò)的子載波信號(hào)的線性加成而得，因此可能會(huì)造成比平均信號(hào)準(zhǔn)位高的瞬間尖峰信號(hào)，進(jìn)而產(chǎn)生高峰值對(duì)均值功率比效應(yīng)，在正交頻分多址系統(tǒng)中，高峰值對(duì)均值功率比會(huì)造成的問(wèn)題主要有下列兩個(gè)：

　　1.在數(shù)字模擬變換的過(guò)程中，要經(jīng)過(guò)量化程序，在量化過(guò)程中使用相同量化比特的量化器時(shí)，因?yàn)樾盘?hào)變大量話噪聲也就變大，故信號(hào)失真就變嚴(yán)重。如果要降低量化噪聲就要增加量化比特使量化位階便多，如此就增加量化過(guò)程的復(fù)雜度及成本。

　　2.在射頻電路功率放大器中，其線性放大信號(hào)有一定范圍，當(dāng)信號(hào)幅度大于某一范圍就進(jìn)入飽和區(qū)，在飽和區(qū)信號(hào)會(huì)因非線性放大而失真。OFDM信號(hào)是由多個(gè)調(diào)制過(guò)的子載波信號(hào)的線性疊佳而成，當(dāng)載波數(shù)變多信號(hào)功率可能超過(guò)放大器線性區(qū)域造成通道失真。

Reference

[1] Richard van Nee, Ramjee Prasad, OFDM wireless multimedia communication, Artech House Boston London, 2000. 15
[2] Ahmad R. S. Bahai and Burton R. Saltzberg, Multi-carrier digital communications - Theory and applications of OFDM, Kluwer Academic / Plenum Publishers New York, Boston, Dordrecht, London, Moscow 1999.
[3] Ramjee Prasad, “OFDM based wireless broadband multimedia communication,” Letter Notes on ISCOM’99, Nov. 7-10, 1999.
[4] L. Hanzo, W. Webb and T. Keller, Single and multi-carrier quadrature amplitude modulation - Principles and applications for personal communications, WLANs and broadcasting, John Wiley & Sons, Ltd, 2000.
[5] Mark Engels, Wireless OFDM Systems: How to Make Them Work? Kluwer Academic Publishers, 2002.
[6] Lajos Hanzo, William Webb, Thomas Keller, Single and multicarrier modulation: Principles and applications, 2nd edition, IEEE Computer Society.
[7] John A. C. Bingham, ADSL, VDSL, and multicarrier modulation, Wiley-Interscience.
[8] Lajos Hanzo, Choong Hin Wong and Mong-Suan Yee, Adaptive wireless transceivers: Turbo-coded, turbo-equalized and space-time coded TDMA, CDMA and OFDM systems, John Wiley & Sons.
[9] John Terry and Juha Heiskala, OFDM wireless LANs: A theoretical and practical guide, Sams.
[10] Zou, W.Y. and Yiyan Wu, “COFDM: An overview,” IEEE Trans. on Broadcasting, vol. 41, no. 1, pp. 1–8, Mar. 1995.
[11] S. Weinstein and P. Ebert, “Data transmission by frequency division multiplexing using the discrete Fourier transform,” IEEE Trans. on Comm., vol. COM-19, pp. 628-634, Oct. 1971.
[12] Mosier, R. R. and R. G. Clabaugh, “Kineplex, a bandwidth efficient binary transmission system,” AIEE Trans., vol. 76, pp. 723-728, Jan. 1958.
[13] Porter, G. C., “Error distribution and diversity performance of a frequency differential PSK HF, modem,” IEEE Trans. on Comm. vol. COM-16, pp. 567-575 Aug. 1968.
[14] Zimmerman M. S. and A. L. Kirsch, “The AN/GSC-10 (KATHRYN) variable rate data modem for HF radio,” IEEE Trans. on Comm., vol. COM-15, pp. 197-205, Apr. 1967.
[15] B. Hirosaki, “An analysis of automatic equalizers for orthogonally multiplexed QAM system,” IEEE Trans. on Comm., vol. COM-28, pp. 73-83, Jan. 1980.
[16] B. Hirosaki, “An orthogonally multiplexed QAM system using the discrete Fourier transform,” IEEE Trans. on Comm., vol. 29, no. 7, pp. 982-989, July, 1981.

通信詞典解釋