ｏｆｄｍ

目錄
·正交頻分復(fù)用的發(fā)展
·單載波與多載波傳送
·子載波間的正交性(Orthogonality)
·系統(tǒng)架構(gòu)特性
·Reference




正交頻分復(fù)用，英文原稱Orthogonal Frequency Division Multiplexing，縮寫為OFDM，實際上是MCM Multi-CarrierModulation多載波調(diào)制的一種。其主要思想是：將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到在每個子信道上進行傳輸。正交信號可以通過在接收端采用相關(guān)技術(shù)來分開，這樣可以減少子信道之間的相互干擾 ICI 。每個子信道上的信號帶寬小于信道的相關(guān)帶寬，因此每個子信道上的可以看成平坦性衰落，從而可以消除符號間干擾。而且由于每個子信道的帶寬僅僅是原信道帶寬的一小部分，信道均衡變得相對容易。
目前OFDM技術(shù)已經(jīng)被廣泛應(yīng)用于廣播式的音頻和視頻領(lǐng)域以及民用通信系統(tǒng)中，主要的應(yīng)用包括：非對稱的數(shù)字用戶環(huán)路（ADSL）、ETSI標(biāo)準(zhǔn)的數(shù)字音頻廣播（DAB）、數(shù)字視頻廣播（DVB）、高清晰度電視（HDTV）、無線局域網(wǎng)（WLAN）等。。
　　正交頻分多址技術(shù)可以視為一調(diào)制技術(shù)與多工技術(shù)的結(jié)合。

調(diào)制(modulation)

　　將傳送資料對應(yīng)于載波變化的動作，可以是載波的相位、頻率、幅度、或是其組合。

多工(multiplexing)

　　正交頻分多址之基本觀念為將一高速資料串行分割成數(shù)個低速資料串行，并將這數(shù)個低速串行同時調(diào)制在數(shù)個彼此相互正交載波上傳送。由于每個子載波帶寬 較小，更接近于coherent bandwidth，故可以有效對抗頻率選擇性衰弱通道(freqency-selective channel)，因此現(xiàn)今以大量采用于無線通信。 正交頻分多址屬于多載波(multi-carrier)傳輸技術(shù)，所謂多載波傳輸技術(shù)指的是將可用的頻譜分割成多個子載波，每個子載波可以載送一低速資料序列。

OFDM優(yōu)點:
　　采用正交頻分復(fù)用可以提高電力線網(wǎng)絡(luò)傳輸質(zhì)量，它是一種多載波調(diào)制技術(shù)。傳輸質(zhì)量的不穩(wěn)定意味著電力線網(wǎng)絡(luò)不能保證如語音和視頻流這樣的實時應(yīng)用程序的傳輸質(zhì)量。然而，對于傳輸突發(fā)性的Internet數(shù)據(jù)流它卻是個理想的網(wǎng)絡(luò)。即便是在配電網(wǎng)受到嚴重干擾的情況下，OFDM也可提供高帶寬并且保證帶寬傳輸效率，而且適當(dāng)?shù)募m錯技術(shù)可以確�？煽康臄�(shù)據(jù)傳輸。OFDM的主要技術(shù)特點如下：
　�。�1）可有效對抗信號波形間的干擾，適用于多徑環(huán)境和衰落信道中的高速數(shù)據(jù)傳輸；
　　（2）通過各子載波的聯(lián)合編碼，具有很強的抗衰落能力；
　�。�3）各子信道的正交調(diào)制和解調(diào)可通過離散傅利葉反變換IDFT和離散傅利葉變換DFT實現(xiàn)；
（4）OFDM較易與其它多種接入方式結(jié)合，構(gòu)成MC-CDMA和OFDM-TDMA等。

OFDM缺點:

1.傳送與接收端需要精確的同步
2.對于都普勒效應(yīng)頻率飄移的敏感
3.峰值對平均功率(PAPR)的比例高


正交頻分復(fù)用的發(fā)展

　　OFDM的概念于20世紀(jì)50—60年底提出，1970年OFDM的專利被發(fā)表，其基本思想通過采用允許子信道頻譜重疊，但相互間又不影響的頻分復(fù)用（FDM）方法來并行傳送數(shù)據(jù)。OFDM早期的應(yīng)用有AN/GSC_10高頻可變速率數(shù)傳調(diào)制解調(diào)器等。 早期的OFDM系統(tǒng)中，發(fā)信機和相關(guān)接收機所需的副載波陣列是由正弦信號發(fā)生器產(chǎn)生的，系統(tǒng)復(fù)雜且昂貴。1972年Weinstein和Ebert提出了使用離散傅立葉變換實現(xiàn)OFDM系統(tǒng)中的全部調(diào)制和調(diào)解功能的建議，簡化了振蕩器陣列以及相關(guān)接收機本地載波之間嚴格同步的問題，為實現(xiàn)OFDM的全數(shù)字化方案做了理論上的準(zhǔn)備。
　　80年代后，OFDM的調(diào)整技術(shù)再一次成為研究熱點。例如，在有線信道的研究中，Hirosaki于1981年用DFT完成的OFDM調(diào)整技術(shù)，試驗成功了16QAM多路并行傳送19.2kbit/s的電話線MODEM.
　　進入90年代，OFDM的應(yīng)用又涉及到了利用移動調(diào)頻和單邊帶（SSB）信道進行高速數(shù)據(jù)通信，陸地移動通信，高速數(shù)字用戶環(huán)路（HDSL），非對稱數(shù)字用戶環(huán)路（ADSL）及高清晰度數(shù)字電視（HDTV）和陸地廣播等各種通信系統(tǒng)。
　　由于技術(shù)的可實現(xiàn)性，在二十世紀(jì)90年代，OFDM廣泛用干各種數(shù)字傳輸和通信中，如移動無線FM信道，高比特率數(shù)字用戶線系統(tǒng)(HDSL)，不對稱數(shù)字用戶線系統(tǒng)(ADSL)，甚高比特率數(shù)字用戶線系統(tǒng)HDSI〕，數(shù)字音頻廣播(DAB)系統(tǒng)，數(shù)字視頻廣播(DVB)和HDTV地面?zhèn)鞑ハ到y(tǒng)。1999年，IEEE802.lla通過了一個SGHz的無線局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，其中OFDM調(diào)制技術(shù)被采用為物理層標(biāo)準(zhǔn)，使得傳輸速率可以達54MbPs。這樣，可提供25MbPs的無線ATM接口和10MbPs的以太網(wǎng)無線幀結(jié)構(gòu)接口，并支持語音、數(shù)據(jù)、圖像業(yè)務(wù)。這樣的速率完全能滿足室內(nèi)、室外的各種應(yīng)用場合。歐洲電信組織(ETsl)的寬帶射頻接入網(wǎng)的局域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)HiperiLAN2也把OFDM定為它的調(diào)制標(biāo)準(zhǔn)技術(shù)。
　　2001年，IEEE802.16通過了無線城域網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)，該標(biāo)準(zhǔn)根據(jù)使用頻段的不同，具體可分為視距和非視距兩種。其中，使用2一11GHz許可和免許可頻段，由于在該頻段波長較長，適合非視距傳播，此時系統(tǒng)會存在較強的多徑效應(yīng)，而在免許可頻段還存在干擾問題，所以系統(tǒng)采用了抵抗多徑效應(yīng)、頻率選擇性衰落或窄帶干擾上有明顯優(yōu)勢的OFDM調(diào)制，多址方式為OFDMA。而后，IEEE802.16的標(biāo)準(zhǔn)每年都在發(fā)展，2006年2月，IEEE802.16e(移動寬帶無線城域網(wǎng)接入空中接口標(biāo)準(zhǔn))形成了最終的出版物。當(dāng)然，無線嬰兒監(jiān)視器采用的調(diào)制方式仍然是OFDM。
2004年11月，根據(jù)眾多移動通信運營商、制造商和研究機構(gòu)的要求，3GPP通過被稱為LongTermEvolution(LTE)即“3G長期演進”的立項工作。項目以制定3G演進型系統(tǒng)技術(shù)規(guī)范作為目標(biāo)。3GPP經(jīng)過激烈的討論和艱苦的融合，終于在2005年12月選定了LTE的基本傳輸技術(shù)，即下行OFDM，上行SC(單載波關(guān)FDMA。OFDM由于技術(shù)的成熟性，被選用為下行標(biāo)準(zhǔn)很快就達成了共識。而上行技術(shù)的選擇上，由于OFDM的高峰均比(PAPR)使得一些設(shè)備商認為會增加終端的功放成本和功率消耗，限制終端的使用時間，一些則認為可以通過濾波，削峰等方法限制峰均比。不過，經(jīng)過討論后，最后上行還是采用了SC一FDMA方式。擁有我國自主知識產(chǎn)權(quán)的3G標(biāo)準(zhǔn)一一TD-SCDMA在LTE演進計劃中也提出了TD一CDM一OFDM的方案B3G/4G是ITU提出的目標(biāo)，并希望在2010年予以實現(xiàn)。B3G/4G的目標(biāo)是在高速移動環(huán)境下支持高達100Mb/S的下行數(shù)據(jù)傳輸速率，在室內(nèi)和靜止環(huán)境下支持高達IGb/S的下行數(shù)據(jù)傳輸速率。而OFDM技術(shù)也將扮演重要的角色。


單載波與多載波傳送

　　單載波(single carrier) Image:Single.jpg 使用者在任何時間上只利用一個載波來進行傳送與接收信號，如連結(jié)附pic1所示。pic1中bi表傳送之比特符號，s(t)表傳送信號，f則是單一傳送頻率 多載波(multi-carrier) Image:Multi.jpg 同時利用多個不同頻率的載波傳送及接收信號，如pic 2所示。OFDM即利用數(shù)個(2的次方)正交的子載波傳送信號。OFDM變是多載波調(diào)制的特例，其 使用數(shù)個正交載波調(diào)制信號，在每個子載波間不需要有Guard band間隔大大的增加了帶寬使用效率，且ofdm更有bit allocation的概念，即通道環(huán)境 好的子載波就加大該載波的power或提高調(diào)制等級(ex:BPSK->QAM)，bit allocation使得OFDM帶寬使用效率更加。



子載波間的正交性(Orthogonality)

　　∫х(t)y*(t)dt=0 ? ∫Х(f)Y(f)df=0……①

　　為了避免子載波間互相干擾，多載波系統(tǒng)對于子載波間的正交性要求相當(dāng)高。為了滿足子載波間彼此正交，子載波的頻率間隔需要有一定要求來滿足①式 在此可以由下述的有限頻帶的帶通信號來進行說明解釋此一要求：

　　假定我們目前要分析兩子載波頻率{ f1, f2}之間的間隔Δf ，我們先計算其交互相關(guān)性(cross-correlation)

　　其中Δf=f₁ ? f₂表兩個載波間的頻率間隔，在上式中若ΔfT = n 其中n 為一個非零整數(shù)，如：Δf=n/T 則此時R=0 即代表這兩個子載 波在符元周期內(nèi)為正交。


系統(tǒng)架構(gòu)特性

并列轉(zhuǎn)串行

　　正交頻分多址系統(tǒng)設(shè)計中最重要的觀念就是并行資料傳輸，并行資料傳輸?shù)募夹g(shù)是透過串行至并行變換器實現(xiàn)。正交頻分多址系統(tǒng)把資料載送到較小

　　帶寬的子載波上，相當(dāng)于將每一個并行資料分別經(jīng)過不同的子載波調(diào)制后傳送

　　一般的串行傳輸系統(tǒng)中，是把信號以連續(xù)序列的方式傳送出去，當(dāng)信號的傳輸速率很高時，信號的頻譜可能大到占滿整個可用的帶寬，此時信號會因為通

　　過頻率選擇性衰減通道而造成信號的失真。相對的，在并行傳輸系統(tǒng)中，資料是同時并行進行傳輸，每一個個別并行信號占有較小的帶寬，所以信號所經(jīng) 過的通道頻率響應(yīng)(frequency response)可以視為是平坦

信號對應(yīng)

　　將比特串流對應(yīng)各調(diào)制(ex:BPSK QPSK QAM)的符號

　　FFT的應(yīng)用

　　由pic2可知s(t)信號

　　對t=NT_s取樣

　　取f=1 / NT_S,f_k=kf得 :IDFT
　　由上式得OFDM可以用DFT FFT技術(shù)implement

　　反快速傅里葉變換和快速傅里葉變換算法為反離散傅里葉變換和離散傅里葉變換之快速硬件實現(xiàn)。
　　在IEEE 802.11a 里，反快速傅里葉變換和快速傅里葉變換的大小為N = 64。


cyclic prefix and Guard interval

　　傳送信號在通過具有多重路徑干擾的通道后，會造成前一個符元的后端部份干擾到下一個符元的前端，此稱之為符元間的干擾(ISI)

　　為了克服ISI的問題，在OFDM symbol前端加入一保護區(qū)間(Guard Interval)，如附錄Pic 3所示。為了對抗信號因通道延遲的影響

　　Gurad interval(Tg)長度要大于最大的Delay spread，即Tg>delay spread time。

　　在保護區(qū)間未放信號的OFDM系統(tǒng)稱ZP-OFDM(zero padding)。ZP-OFDM有比較低的傳輸功率，但在接收端接收于zero padding區(qū)域信號時，

　　會破壞載波的正交性造成ICI，所以復(fù)制OFDM symbol后半段信號并擺放于保護區(qū)間內(nèi)，稱之為循環(huán)字首(cyclic prefix)；循環(huán)字首會造成 帶寬效益下降，故必須小于OFDM symbol長度的1/4。如:一個OFDM symbol共有256個子載波，則其循環(huán)字長度為64個比特。

通道估測及等化器

　　由于在信號傳輸時，接收端收到的信號是傳送信號和通道響應(yīng)作用過的結(jié)果，所以為了解出傳送信號勢必要得到通道響應(yīng)，所以要作通道估測。再高速移動環(huán)境時變通道估測更是重要，不好的通道估測會造成會造成錯誤率上升；通道估測常見的方法就是加入測試信號(training symbol)，由測試信號得到測試信號那些點的通道響應(yīng)對通道其他點作估測，進而求出整個通道響應(yīng)。等化器由通道估測的結(jié)果對接收信號作通道補償，降低錯誤率。由于OFDM將帶寬切割成數(shù)個小頻帶，故更接近通道的coherent bandwidth，所以信號受到通道失真變小，故可以用簡單的一階等化器補償。


　　遇到的問題 各種同步問題 Image:Sto.jpg symbol timing offset 　　當(dāng)接收信號進入fft時，要找到適當(dāng)起點從起點后選取多點作離散傅里葉變換，將信號從time domain轉(zhuǎn)回freq domain，若選取太早或太晚都會產(chǎn)生ISI。 　　上示Z表接收信號,X表傳送信號,H則是通道響應(yīng),V則是AWGN噪聲，由本式可見STO會造成接收信號相位改變、ISI及幅度失真 sampling clock offset 　　如上圖所示，由于傳送端及接收端的取樣速率不一樣，會造成取樣點的誤差，而且越后面的子載波SCO誤差會越大在pic 7的例子中第11個子載波已經(jīng) 差到一個OFDM載波間隔的大小。SCO會造成幅度失真,相位飄移(phase shift),ICI等影響。 carrier phase offset 　　傳送端在傳送端最后會乘上一載波f1使基頻信號載至旁頻，在傳送端要將旁頻降回基頻會再乘上一載波f2，由于f1 f2兩載波相位的不同在升降頻之間 會造成carrier phase offset。傳送接收端的相對運動的督普勒效應(yīng)也會造成相位carrier phase offset。
Carrier phase offset會造成接收信號相位飄移及ICI。在產(chǎn)生高頻載波時由于都會有起始相位，所以很難用人為因素使傳送端高頻載波和接收端載波完全同步。 carrier frequency offset 　　如同phase offset傳送升頻及接收端降頻載波的頻率不同步，會造成carrier frequency offset。傳送及接收端的相對運動所產(chǎn)生的doppler shift也會產(chǎn)生CFO。SCO越后面子載波偏移會越大，但CFO則是每個子載波所受到的frequency shift都是相同。在高速移動環(huán)境下CFO影響更嚴重。CFO會造成嚴重的ICI效應(yīng) Peak to Average Power Ratio

　　由于OFDM信號是由多個調(diào)制過的子載波信號的線性加成而得，因此可能會造成比平均信號準(zhǔn)位高的瞬間尖峰信號，進而產(chǎn)生高峰值對均值功率比效應(yīng)，在正交頻分多址系統(tǒng)中，高峰值對均值功率比會造成的問題主要有下列兩個：

　　1.在數(shù)字模擬變換的過程中，要經(jīng)過量化程序，在量化過程中使用相同量化比特的量化器時，因為信號變大量話噪聲也就變大，故信號失真就變嚴重。如果要降低量化噪聲就要增加量化比特使量化位階便多，如此就增加量化過程的復(fù)雜度及成本。

　　2.在射頻電路功率放大器中，其線性放大信號有一定范圍，當(dāng)信號幅度大于某一范圍就進入飽和區(qū)，在飽和區(qū)信號會因非線性放大而失真。OFDM信號是由多個調(diào)制過的子載波信號的線性疊佳而成，當(dāng)載波數(shù)變多信號功率可能超過放大器線性區(qū)域造成通道失真。




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• 通信詞典解釋