IEEE 802.15.3高速率WDPAN標準研究

IEEE 802.15.3高速率WDPAN（無線數(shù)據(jù)個域網(wǎng)）標準目標是提供要求的物理層（PHY）無線數(shù)據(jù)速率并滿足媒質(zhì)接入控制層（MAC）的QoS要求，而且支持低功率、低成本、近距離的數(shù)字圖像與多媒體客戶應用。高速WDPAN工作于無需批準的2.4GHz頻段，數(shù)據(jù)速率最高可達55Mbit/s。與現(xiàn)有的無線數(shù)據(jù)局域網(wǎng)相比，802.15.3高速率WDPAN技術(shù)適用于便攜式通信設(shè)備、電子設(shè)備，而且使用效果較好。在小范圍內(nèi)可使手提式用戶的電子和通信設(shè)備之間有Ad hoc連接功能，這種連接允許的無線數(shù)據(jù)速率遠高于20Mbit/s，在保證帶寬的條件下，可以提供要求的服務質(zhì)量（QoS）。802.15.3高速數(shù)據(jù)WDPAN技術(shù)可用于替代家庭娛樂系統(tǒng)的有線傳輸技術(shù)，包括高分辨率電視、高保真音響、DVD以及基于高質(zhì)量圖像并且使用多個控制臺和虛擬立體眼鏡的互動式游戲。

1、802.15.3與其他標準的比較

表1總結(jié)了IEEE 802.15.3標準與IEEE 802.11a、b和g及藍牙標準相比較的一些關(guān)鍵特征。如表1所示，由于802.15.3設(shè)備有近距傳輸?shù)囊�求，所以它在工作時電流比802.11裝置要小。從Ad hoc網(wǎng)絡技術(shù)的觀點來看，設(shè)備能在較短的連接時間內(nèi)與已存在網(wǎng)絡相連是很重要的。

表1　IEEE 802.15.3與其他標準的比較

2、802.15.3 MAC層

802.15.3 MAC層協(xié)議要求連接時間小于1s�？紤]法規(guī)要求時，應當指出由于日本規(guī)定工作于5GHz頻段的WDPAN設(shè)備不能用于室外，所以工作于2.4GHz頻段的設(shè)備就有較大的優(yōu)越性。對世界范圍的WDPAN應用來說，也禁止大多數(shù)便攜式WDLAN設(shè)備在室外使用5GHz頻段。

802.15.3 MAC層規(guī)范的設(shè)計就能支持Ad hoc網(wǎng)絡，多媒體QoS規(guī)定和電源管理。在Ad hoc網(wǎng)絡中，設(shè)備根據(jù)所在環(huán)境網(wǎng)絡條件決定承擔主站或從站的功能。Ad hoc網(wǎng)絡中的設(shè)備不需要經(jīng)過復雜的設(shè)置過程就可接入或脫離已存在的網(wǎng)絡。802.15.3 MAC層規(guī)范有支持多媒體QoS的條款。圖1給出了MAC層的超幀結(jié)構(gòu)，包括一個網(wǎng)絡信標間隔，一個競爭接入段（CAP）和一個為保護時隙（GTS）預留的自由競爭段（CFP）。在CAP和GTS字段間的邊界可動態(tài)調(diào)整。每個超幀開始的時候傳送一個網(wǎng)絡信標，它載有WDPAN的專用參數(shù)，包括電源管理和新設(shè)備接入Ad hoc網(wǎng)絡的信息。保留的CAP字段用于傳送短的無線數(shù)據(jù)突發(fā)，或由網(wǎng)絡中設(shè)備產(chǎn)生的信道接入請求等這類無QoS的數(shù)據(jù)幀。CAP字段的媒體接入機制是多重接入沖突偵聽/避免沖突（CSMA/CA）。超幀的剩余持續(xù)時間保留給GTS用于插入有特定QoS規(guī)定的數(shù)據(jù)幀。在GTS中傳送的無線數(shù)據(jù)種類可以從大的圖像或音樂文件至高質(zhì)量音頻或高分辨率視頻數(shù)據(jù)流。電源管理是802.15.3 MAC層協(xié)議的重要特點之一，這種設(shè)計使它在接入WDPAN時可以顯著減小電流消耗。在節(jié)電模式時，它仍然維持QoS規(guī)定。

圖1　IEEE 802.15.3一個MAC超幀

3、802.15.3物理層

3.1　物理層概述

802.15.3 PHY層工作在2.4GHz到2.4835GHz間的無需批準頻段，并且它的設(shè)計可以達到與高分辨率視頻和高保真音頻分發(fā)匹配的11～55Mbit/s無線數(shù)據(jù)速率。802.15.3系統(tǒng)傳碼率是11Mbaud。在規(guī)定傳碼率的前提下指定5種不同的調(diào)制方式，即速率為22Mbit/s的未編碼正交PSK（QPSK）調(diào)制，網(wǎng)格編碼的QPSK和16/32/64正交幅度調(diào)制（QAM），各自的速率分別為11、33、44、55Mbit/s（TCM）。基本的調(diào)制方式是差分編碼的QPSK。依靠兩端設(shè)備的能力，通過使用8狀態(tài)2D網(wǎng)格編碼的16/32/64 QAM方案可使數(shù)據(jù)速率達到更高的33～55Mbit/s。為減輕眾所周知的隱藏節(jié)點問題的影響，這個規(guī)范采用了極穩(wěn)健的11Mbit/s QPSK TCM傳輸方式。802.15.3信號占用的帶寬是15MHz，它在無需批準的2.4GHz頻段最多允許安排4個固定頻道。發(fā)射功率電平符合FCC 15.249法規(guī)要求，目標值為0dBm。

用于802.15.3 PHY層使用的射頻和基帶處理器最適合在小于10m的短距離內(nèi)傳輸，這使得低成本和小型化的MAC層及PHY層的實現(xiàn)電路能集成在用戶設(shè)備中。希望整個系統(tǒng)能方便地裝入一個袖珍閃卡里。PHY層在發(fā)送和接收數(shù)據(jù)時電流消耗也應小于80mA，在節(jié)電模式時電流應達到最小值。

3.2　物理層調(diào)制與編碼

IEEE 802.15.3 PHY層標準指定的QAM信號星座如圖2。所有指定調(diào)制方式的傳碼率都是11 Mbaud。因此，對于未編碼的QPSK調(diào)制，PHY層原始數(shù)據(jù)速率是22Mbit/s，由于網(wǎng)格編碼引入了1bit/symbol的冗余，故網(wǎng)格編碼QPSK及16/32/64 QAM各自的數(shù)據(jù)速率可達到11、33、44和55Mbit/s。

圖2　信號星座圖

一種2D 8狀態(tài)（2D-8S）網(wǎng)格編碼被用于QPSK及16/32/64 QAM調(diào)制方式。2D-8S QPSK及16/32/64 QAM TCM編碼器的實現(xiàn)過程見圖3。在16/32/64 QAM TCM方式中，低位的3bit用于D0、D1、…、D7八個子集的選擇，對圖2所示的星座圖使用集分割法則產(chǎn)生8個子集。對于16/32/64 QAM星座圖，每個子集各包含2、4和8個符號。剩下的高位比特（16/32/64 QAM分別為1、2和3bit）用于從每個子集中選擇一個符號。在QPSK。TCM模式，低位2bit用于D0、…、D3四個子集的選擇，每個子集中只有一個符號。集分割的基本原理是在每一級集分割后，應使符號間的歐幾里德最小距離的平方值增大。

圖3　可變長度PHY層幀結(jié)構(gòu)

3.3　物理層幀結(jié)構(gòu)

IEEE 802.15.3 PHY層幀結(jié)構(gòu)包含有一個前置碼、凈荷、循環(huán)冗余校驗（CRC）和網(wǎng)格尾比特，如圖3所示。前置碼含有10段特定的恒定振幅零自相關(guān)（CAZAC）序列。每一段CAZAC序列中包含16個QPSK碼元。前置碼用于各種信號控制功能，如增益調(diào)整，載波偏移補償，符號定時調(diào)整，信道估計及均衡器系數(shù)計算等。前置碼的長度和個數(shù)由整個符號響應的長度決定。16bit碼元長度已完全能處理一個長為1.5μs的全符號響應，這種響應應該包括所有信號形成濾波器及延遲擴展信道帶來的影響。最大可容納凈荷數(shù)為2048 byte。它的后面是CRC比特和網(wǎng)格編碼尾碼元。為了有助于接收機的序列解碼處理，在每個分組的末端加上2個碼元間隔的網(wǎng)格編碼尾碼元，其目的是使ICM編碼的結(jié)束狀態(tài)確定。在QPSK TCM模式中編碼尾碼元延長到3個碼元。

4、小范圍室內(nèi)傳播信道的特征

在無需批準2.4GHz頻段的小范圍室內(nèi)傳播信道可以用一個指數(shù)衰減（延遲擴展）瑞利衰落信道模型來描述。信道的沖激響應由相位均勻分布和幅度瑞利分布的隨機復抽樣組成，平均幅度響應隨時間指數(shù)性衰減。因為通信設(shè)備和它通信的目標都在發(fā)信號范圍內(nèi)移動，所以信道特征會隨傳輸突發(fā)的變化而劇烈改變。由于多徑效應，信道的頻率響應表現(xiàn)為深而寬的頻譜陷波。在2.4GHz工業(yè)、科學和醫(yī)用（ISM）頻段，802.15.3信號占用的固定帶寬是15MHz。幾個頻譜陷波可能會出現(xiàn)在15MHz信號帶寬的某一特定部分。前面已提過，因為目標在通信媒質(zhì)中的移動，所以這些頻譜陷波的位置和劇烈程度會隨著傳輸脈沖串的變化而變化。

室內(nèi)傳播信道在建立可靠的高速數(shù)據(jù)通信方面面臨著巨大的挑戰(zhàn)。這些挑戰(zhàn)表現(xiàn)在它們自己也處在嚴重的衰落和多徑傳播狀態(tài)中，并且導致信號頻譜中有多個頻譜陷落。這些問題綜合起來就成為隨傳輸突發(fā)改變而產(chǎn)生的信道時變特征。已經(jīng)證明在接收機中使用均衡器時可以減輕因信號通過室內(nèi)傳播信道產(chǎn)生失真的影響。此外，因為信道的時變特性，所以均衡需要在單個突發(fā)的基礎(chǔ)上進行。為了能在接收機中實現(xiàn)快速均衡，802.15.3標準規(guī)定應使用周期性CAZAC前置碼。

5、802.15.3接收機性能

IEEE 802.15.3的接收機靈敏度定義為最小收信號電平，在加性高斯白噪聲（AWGN）環(huán)境中該電平的誤比特率（BER）性能要小于10-5。802.15.3接收機的噪聲帶寬是11MHz，它決定了接收機中AWGN功率的大小。靈敏度計算時接收機噪聲系數(shù)設(shè)為12dB。QPSK TCM、QPSK和16/32/64 QAM TCM（11、22、33、44、55Mbit/s）傳輸模式要求的接收機靈敏度分別是-82、-75、-74、-71及-68dBm。根據(jù)BER小于時的信號噪聲比（S/N）要求，QPSK TCM、QPSK和16/32/64 QAM TCM方案的S/N值必需分別達到5.5、12.6、13.5、16.6及19.8dB。

對基于最小均方誤差判決反饋均衡器（MMSE-DFE）的接收機進行仿真用于估計一個802.15.3系統(tǒng)的性能。為了對2D-8S網(wǎng)格編碼傳輸信號進行解碼，要對MMSE-DFE的結(jié)構(gòu)進行一些修改。用于系統(tǒng)性能估計的仿真要考慮載波頻率及碼元定時偏移的影響。在仿真中載波頻率和碼元定時偏移分別是-300kHz和-25×10-7。

根據(jù)在均衡器輸出端觀察到的S/N可導出MMSE-DFE的性能。由于假設(shè)信道時變以突發(fā)為基礎(chǔ)，所以可以從瑞利衰落信道的1000個樣值求得S/N性能的概率分布，該瑞利衰落信道的時延擴展均方根值為75ns。平均收信號電平是-59dBm，在瑞利衰落延遲擴展信道上通過1000次仿真運行測得該值。對8個前饋抽頭和4個及6個反饋抽頭的MMSE-DFE聯(lián)合仿真結(jié)果表明前饋濾波器有8個抽頭就足夠了，而反饋濾波器至少要6個抽頭才能確保較佳的性能。在數(shù)據(jù)速率為55Mbit/s且有AWGN影響時的BER要達到10-5時，此時64 QAM/TCM調(diào)制方式要求的S/N為19.8dB。仿真中取瑞利衰落信道延遲擴展RMS最大值為75ns，98%的仿真結(jié)果可獲得20dB以上的S/N值。實際短距離室內(nèi)傳播信道引入的延遲擴展RMS典型值約為25ns。因此，可以判定即使是在802.15.3標準支持的最高數(shù)據(jù)速率55Mbit/s，在98%的信道上都可以建立可靠的通信鏈路。接收機中另一個很有意義的性能量度是錯幀率（FER），可以在與接收機靈敏度有關(guān)的各種收信號電平下來測定。由于瑞利衰落信道的時變特性以突發(fā)為變化單位，故可以用數(shù)千個隨機產(chǎn)生的瑞利衰落信道響應求得FER值。在仿真中取幀長為8192bit（1024byte）。取數(shù)個不同的收信號電平測得FER，所取收信號電平比已仿真調(diào)制方式要求的接收機靈敏度要高出7～15dB。仿真中取延遲擴展RMS值為25ns。

6、結(jié)束語

本文給出了IEEE 802.15.3高速率WDPAN（無線數(shù)據(jù)個域網(wǎng)）標準的關(guān)鍵特征。該標準能夠為多媒體業(yè)務建立有QoS支持的Ad hoc連接，易于接入或脫離現(xiàn)存網(wǎng)絡，降低電池功耗的高級電源管理，低成本和易于實施的MAC層和PHY層，最適合近距離（小于10m）通信，支持最高達55Mbit/s的視頻及高質(zhì)量音頻傳輸。