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相關(guān)專題：
關(guān)鍵詞：短波通信;軟件無線電；正交頻分復(fù)用技術(shù)
一、引言
短波通信由于具備通信距離遠(yuǎn)、架設(shè)簡(jiǎn)單和移動(dòng)方便等優(yōu)點(diǎn)被廣泛用于無線通信領(lǐng)域。正交頻分復(fù)用（OFDM）調(diào)制方式以其傳輸速率快、頻帶利用率高和抗多徑能力強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)越來越受到人們的重視，也開始逐步被應(yīng)用于短波通信領(lǐng)域，取代原來的單載波調(diào)制和非正交多載波調(diào)制技術(shù)［1］。本文介紹的基于OFDM調(diào)制技術(shù)的短波通信電臺(tái)采用了軟件無線電的思想，以DSP為控制和運(yùn)算核心完成對(duì)數(shù)字信號(hào)的OFDM調(diào)制和解調(diào)。
二、短波通信電臺(tái)的系統(tǒng)模型與性能參數(shù)
1.基本系統(tǒng)模型
短波通信電臺(tái)的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)框圖如圖1所示，發(fā)送端首先通過PC機(jī)錄入人的語音數(shù)據(jù)進(jìn)行語音編碼和壓縮，然后通過RS-232接口將壓縮后的比特?cái)?shù)據(jù)流傳送至數(shù)字發(fā)射機(jī)進(jìn)行OFDM調(diào)制，最后由射頻模塊將OFDM信號(hào)變頻到射頻頻段后發(fā)送至無線信道；接收端首先由射頻模塊接收通過無線信道傳來的模擬信號(hào)，然后在數(shù)字接收機(jī)內(nèi)部將信號(hào)恢復(fù)成基帶信號(hào)后進(jìn)行同步和OFDM解調(diào)，最后通過RS-232接口將解調(diào)后的比特?cái)?shù)據(jù)上傳到PC機(jī)，由其進(jìn)行解壓縮和語音解碼將數(shù)據(jù)恢復(fù)成語音數(shù)據(jù)。
短波電臺(tái)的系統(tǒng)參數(shù)如表1所示，主要性能指標(biāo)為：
�、�4QAM調(diào)制時(shí)，在10 kHz的信號(hào)帶寬上數(shù)據(jù)速率達(dá)到11.25 kbps;16QAM時(shí)，則能達(dá)到22.5 kbps；
�、�4QAM調(diào)制時(shí)采用編碼后在信噪比為10 dB的AWGN信道中的比特誤碼率能達(dá)到10－5；
�、�4QAM調(diào)制時(shí)采用編碼后在信噪比為20 dB的短波信道（多徑信道最大延遲4 ms）中的比特誤碼率能達(dá)到10－4。
限于篇幅，下文主要介紹數(shù)字發(fā)射機(jī)和接收機(jī)兩個(gè)中頻處理模塊的軟硬件方案設(shè)計(jì)，而對(duì)射頻模塊和語音編解碼模塊不做介紹。
三、數(shù)字發(fā)射機(jī)軟、硬件結(jié)構(gòu)
數(shù)字發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)框圖如圖2所示，壓縮后的語音數(shù)據(jù)通過RS-232接口傳到發(fā)射機(jī)，先進(jìn)行緩沖后送入DSP進(jìn)行OFDM調(diào)制，最后將已調(diào)信號(hào)上變頻到中頻后采樣。
圖2數(shù)字發(fā)射機(jī)的結(jié)構(gòu)框圖在數(shù)字發(fā)射機(jī)中我們采用了TI公司的TMSVC5410芯片來完成信號(hào)的OFDM調(diào)制，該芯片是一款16位定點(diǎn)DSP，片內(nèi)有64 K的16位字節(jié)RAM，最高工作時(shí)鐘可達(dá)100 MHz。
DSP內(nèi)部信號(hào)處理流程如圖3 所示，數(shù)據(jù)進(jìn)行星座映射（4QAM/16QAM）后插入導(dǎo)頻，由于在我們的方案中數(shù)據(jù)傳輸采用了幀結(jié)構(gòu)每20個(gè)符號(hào)為一幀，因此在每幀的第一個(gè)符號(hào)內(nèi)需插入時(shí)間導(dǎo)頻用于接收端的幀同步，同時(shí)在所有符號(hào)中插入增益導(dǎo)頻用于接收端的信號(hào)同步和信道估計(jì)，時(shí)間導(dǎo)頻和增益導(dǎo)頻的幅度是信號(hào)幅度的倍而相位為隨機(jī)分布。由于OFDM調(diào)制可以等效成一次IDFT，所以已調(diào)信號(hào)可以表示為
為了消除多徑引起的符號(hào)間干擾還需加入循環(huán)前綴（CP），實(shí)際中循環(huán)前綴的長(zhǎng)度一般要大于信道的最長(zhǎng)延遲時(shí)間,最后的輸出信號(hào)為
為了產(chǎn)生帶寬為10 kHz、中心頻率為512 kHz的OFDM信號(hào)，有2種方案可供選擇：①在DSP中進(jìn)行OFDM調(diào)制時(shí)直接產(chǎn)生，根據(jù)奈奎斯特采樣定理此時(shí)的離散采樣速率至少為1.024 MHz,這就意味著OFDM調(diào)制時(shí)IFFT的點(diǎn)數(shù)為16 384點(diǎn)，雖然采用這種方法硬件結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)單，但對(duì)DSP運(yùn)算速度要求很高TMSVC5410無法勝任；②在DSP中產(chǎn)生離散采樣率為32 KHz的OFDM信號(hào)（IFFT的點(diǎn)數(shù)為512點(diǎn)），然后對(duì)其內(nèi)插和濾波，為了獲得1.024 MHz的離散采樣率至少對(duì)原來信號(hào)進(jìn)行32倍插值，最后將其混頻到512 KHz，實(shí)際中為了降低數(shù)模轉(zhuǎn)換后的模擬濾波器的設(shè)計(jì)要求我們采用了256倍的插值，雖然采用這種方案運(yùn)算量也很大，但是可以采用專用的上變頻（DUC）芯片來完成。Harris公司生產(chǎn)的HSP50215是一款單路調(diào)制的上變頻器件，最大輸入數(shù)據(jù)流為3 MHz，輸出數(shù)據(jù)流為52 MHz，內(nèi)部包括32位的可編程載波數(shù)字振蕩器（NCO）、30位可編程符號(hào)定時(shí)NCO、256階可編程整形FIR濾波器，最大內(nèi)插因子為256完全可以滿足我們的設(shè)計(jì)需要。
四、數(shù)字接收機(jī)軟、硬件結(jié)構(gòu)
數(shù)字接收機(jī)的設(shè)計(jì)采用了中頻帶通采樣的軟件無線電模型其結(jié)構(gòu)框圖如圖4，先對(duì)輸入的中頻信號(hào)進(jìn)行帶通采樣，然后進(jìn)行混頻、低通濾波和下變頻等處理恢復(fù)出基帶信號(hào)，最后進(jìn)行OFDM信號(hào)同步、信道估計(jì)和解調(diào)。
1.帶通采樣
輸入信號(hào)為中心頻率為512 kHz、帶寬10 kHz的窄帶信號(hào)，為了使得恢復(fù)出的OFDM信號(hào)與發(fā)送信號(hào)采樣率一致以保證每個(gè)子載波對(duì)應(yīng)的實(shí)際頻率值一致，首先需要獲得采樣率為32 kHz的離散基帶信號(hào)。有2種方案可供選擇：①直接采樣，根據(jù)采樣定理采樣速率至少為1.024 MHz，為了得到所需的基帶信號(hào)還要進(jìn)行32倍的抽取，最后再用低通濾波器濾出所需信號(hào)，考慮到運(yùn)算量比較大實(shí)現(xiàn)這種方案可以與數(shù)字發(fā)射機(jī)一樣采用專用的下變頻（DDC）器件（如Harris公司的HSP50214B）來完成；②帶通采樣，根據(jù)帶通采樣定理和前述原因采樣速率必須為32 kHz的整數(shù)倍，由于實(shí)際中總是存在載波偏差直接用32 kHz采樣后的信號(hào)頻譜會(huì)產(chǎn)生混疊，故本系統(tǒng)采用的采樣率為96 kHz，然后通過混頻、低通濾波和3倍抽取恢復(fù)出所需的基帶信號(hào)。比較兩種方案后我們采用后者，因?yàn)樵摲桨覆槐厥褂妙~外的下變頻器件，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)比較簡(jiǎn)潔，而且最后的信號(hào)處理運(yùn)算量不是太復(fù)雜完全可以由DSP來完成。
2.OFDM信號(hào)同步和信道估計(jì)
對(duì)于采樣后的信號(hào)的處理由AD公司SHARK系列的ADSP21160來完成，該芯片是一款32位的雙核浮點(diǎn)DSP，片內(nèi)有250 K的16位字節(jié)RAM，最高工作時(shí)鐘可達(dá)80 MHz。它主要完成信號(hào)的預(yù)處理即通過混頻、濾波和抽取將信號(hào)恢復(fù)成基帶信號(hào)、OFDM信號(hào)的同步和信道估計(jì)，最后星座逆映射恢復(fù)出原始信號(hào)。
對(duì)于一個(gè)實(shí)際的OFDM系統(tǒng)，如果考慮時(shí)間、載波和采樣率沒有同步的影響以及無線信道對(duì)信號(hào)的隨機(jī)衰落，在接收端接收到的信號(hào)可以寫成：
式中αl,k表示發(fā)送信號(hào)，nε表示符號(hào)偏差，Δf表示載波頻率偏差，ξ表示采樣率偏差，Hl,k表示信道轉(zhuǎn)移函數(shù)，nl,k表示加性高斯白噪聲。
為了能夠正確恢復(fù)出原來的信號(hào)，必須先對(duì)信號(hào)進(jìn)行同步和信道估計(jì)，其中信號(hào)同步又分為3個(gè)步驟（符號(hào)同步、載波同步和采樣率同步），同步算法流程如圖5所示。
(1)符號(hào)同步
符號(hào)的同步可以利用每個(gè)符號(hào)中的循環(huán)前綴與信號(hào)的相關(guān)性，考慮到符號(hào)粗同步后還要進(jìn)行跟蹤，所以對(duì)于粗同步可以適當(dāng)放寬對(duì)精確性的要求以減少粗同步時(shí)的運(yùn)算量，我們將最大似然方法（ML）［3］加以修改如下：
式中d表示整數(shù)時(shí)偏估計(jì)值，L表示循環(huán)前綴的長(zhǎng)度，N表示有效符號(hào)的長(zhǎng)度。
(2)載波同步［4,5］
用子載波間隔（62.5 Hz）歸一化后的載波偏差可以分為整數(shù)部分和小數(shù)部分。整數(shù)偏差的估計(jì)可以利用每個(gè)OFDM頻域符號(hào)中的導(dǎo)頻信號(hào)位置的幅度信息，其估計(jì)值可以通過下式獲得：
式中Cp表示導(dǎo)頻集合，d表示搜索整數(shù)頻偏的范圍為前后10個(gè)子載波間隔。
小數(shù)偏差估計(jì)和跟蹤則利用相鄰兩個(gè)OFDM符號(hào)中對(duì)應(yīng)導(dǎo)頻位置信號(hào)的相位旋轉(zhuǎn)，其估計(jì)值可以通過下式獲得：
式中Ng是循環(huán)前綴長(zhǎng)度，N 是 有 效 符號(hào)長(zhǎng)度，α2(φk)是由于頻偏導(dǎo)致信號(hào)幅度的衰落，當(dāng)頻偏很小時(shí)該值近似為1，｜Hk｜是由于信號(hào)經(jīng)過無線信道導(dǎo)致的幅度衰落。
(3)采樣率同步
采樣率的偏差同樣會(huì)引起信號(hào)的相位旋轉(zhuǎn)且旋轉(zhuǎn)的大小與子載波號(hào)相關(guān)，所以它的估計(jì)和跟蹤也可以利用相鄰兩個(gè)OFDM符號(hào)中對(duì)應(yīng)導(dǎo)頻位置信號(hào)的相位的旋轉(zhuǎn)值，其估計(jì)方法見式(6)。由于采樣率和載波跟蹤都可以歸結(jié)為信號(hào)相位旋轉(zhuǎn)的跟蹤，所以實(shí)際中只需用一個(gè)鎖相環(huán)來跟蹤信號(hào)的相位變化。
(4)信道估計(jì)
信號(hào)經(jīng)過短波無線信道后會(huì)引起幅度和相位的隨機(jī)衰落，在接收端即使對(duì)信號(hào)完全同步，如果不進(jìn)行信道估計(jì)仍然無法回復(fù)出正確的信號(hào)。通常信道估計(jì)方法可以分為2種［6,7,8］：①數(shù)據(jù)輔助方法，輔助數(shù)據(jù)可以是導(dǎo)頻或訓(xùn)練序列，前者是在每個(gè)或每隔若干個(gè)調(diào)制前的OFDM符號(hào)中插入一些導(dǎo)頻信號(hào)，后者是在每幀或每隔若干幀調(diào)制后的OFDM信號(hào)的起始處插入一定長(zhǎng)度的訓(xùn)練序列；②盲估計(jì),僅利用接收到的信號(hào)來進(jìn)行信道估計(jì)。本文采用了基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)方法，具體算法流程如下：
1)對(duì)接收到的導(dǎo)頻信號(hào)利用下式估計(jì)出對(duì)應(yīng)
其中k表示子載波序號(hào)，m表示導(dǎo)頻序號(hào)，L表示插值數(shù)目,l=1…m。
3)構(gòu)建一個(gè)特殊的插值濾波器，該濾波器能夠保證對(duì)信號(hào)濾波時(shí)保持非零位置處的值不變，用其對(duì)進(jìn)行濾波獲得信道的轉(zhuǎn)移函數(shù)的估計(jì)值。
五、實(shí)測(cè)信號(hào)圖形
我們研制的短波通信電臺(tái)包括兩個(gè)部分：數(shù)字發(fā)射機(jī)和接收機(jī)。
在實(shí)際進(jìn)行性能測(cè)試時(shí)，我們采用的短波信道模型是DRM標(biāo)準(zhǔn)提供的模型，信道模型和參數(shù)設(shè)置見文獻(xiàn)［9］，圖6中的短波信道是指該標(biāo)準(zhǔn)提供的第三種信道。圖6(a)是經(jīng)過短波信道后到達(dá)接收端的OFDM信號(hào)時(shí)域波形和頻譜，可以看出信號(hào)的頻譜落在－5~＋5 kHz范圍內(nèi)且各個(gè)子載波的幅度出現(xiàn)了隨機(jī)衰落，圖6(b)~(d)是同步和信道估計(jì)前后一個(gè)OFDM符號(hào)星座映射圖的比較，在星座圖中外圍一圈是導(dǎo)頻，它的能量是信號(hào)平均能量的的2倍，假定4QAM調(diào)制時(shí)單個(gè)子載波的平均能量為1則對(duì)應(yīng)導(dǎo)頻的幅度為采用16QAM調(diào)制時(shí)若令原點(diǎn)最近的星座點(diǎn)的幅度與4QAM調(diào)制時(shí)一致，則此時(shí)單個(gè)子載波的平均能量為10，所以導(dǎo)頻的幅度為同時(shí)從圖中可以看出采用4QAM 調(diào)制時(shí)，由于AWGN信道的信道轉(zhuǎn)移函數(shù)為單位矩陣所以可以不進(jìn)行信道估計(jì)，而在短波信道中如果不進(jìn)行信道估計(jì)則無法恢復(fù)出原始信號(hào)。當(dāng)采用16QAM調(diào)制時(shí)由于星座映射與信號(hào)幅度相關(guān)所以無論在何種信道下傳輸都必須進(jìn)行信道估計(jì)。
六、結(jié)論
本文提出了一個(gè)基于OFDM調(diào)制技術(shù)的短波通信電臺(tái)的完整方案，基于該方案的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)已完成且各項(xiàng)性能指標(biāo)均到達(dá)要求，我們目前正在改進(jìn)處理流程和優(yōu)化算法進(jìn)一步提高系統(tǒng)整體性能，同時(shí)將發(fā)送和接收機(jī)合為一體成為基于OFDM調(diào)制的全雙工短波通信電臺(tái)。
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