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摘 要：本文給出了一種可用于Beyond 3G的幀結(jié)構(gòu)，利用在物理幀中添加單載波調(diào)制的同步信道的方法來實(shí)現(xiàn)快速小區(qū)搜索。小區(qū)搜索過程主要包括時(shí)隙同步、幀同步和小區(qū)識(shí)別過程。本文通過對小區(qū)搜索算法的檢測概率和虛警概率進(jìn)行分析，推導(dǎo)出小區(qū)搜索的平均搜索時(shí)間來分析設(shè)計(jì)方案的性能。最后，通過在IMT-2000 model A信道環(huán)境下對小區(qū)搜索算法的性能進(jìn)行仿真，驗(yàn)證了設(shè)計(jì)方案的正確性。
關(guān)鍵詞：移動(dòng)通信；小區(qū)搜索；匹配濾波相關(guān)
一、引言
繼第3代之后的Beyond 3G技術(shù)研究標(biāo)準(zhǔn)建議工作已經(jīng)開始［1］，預(yù)計(jì)下一代移動(dòng)通信系統(tǒng)的速率可達(dá)20 Mbps，甚至更高。Beyond 3G移動(dòng)通信系統(tǒng)是基于正交頻分復(fù)用（OFDM）技術(shù)，然而OFDM技術(shù)存在自身的缺點(diǎn)：①峰—均功率比大，對系統(tǒng)的非線性敏感；②對定時(shí)和頻率偏移敏感［2］。
移動(dòng)終端的小區(qū)搜索包括時(shí)隙同步、小區(qū)標(biāo)識(shí)識(shí)別和幀定時(shí)的獲取,這是移動(dòng)臺(tái)開始工作所必須做的第一步。對于OFDM技術(shù)存在的一些問題，本文借鑒第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)的小區(qū)搜索方案［3,4］，在整個(gè)下行鏈路的OFDM幀中加入一定的同步時(shí)隙，進(jìn)行單載波調(diào)制，即在時(shí)域?qū)崿F(xiàn)小區(qū)搜索。本文首先提出了一種可用于Beyond 3G系統(tǒng)的下行鏈路幀結(jié)構(gòu)和幀同步信道，然后對小區(qū)搜索三個(gè)過程進(jìn)行詳細(xì)介紹，并對設(shè)計(jì)方案的性能進(jìn)行分析。最后通過計(jì)算機(jī)仿真對算法性能進(jìn)行評估，仿真結(jié)果表明提出的小區(qū)搜索方案可以滿足快速的小區(qū)搜索要求。
二、系統(tǒng)結(jié)構(gòu)和小區(qū)搜索
1.Beyond 3G 移動(dòng)通信系統(tǒng)的前向鏈路幀結(jié)構(gòu)
本文假定Beyond 3G 移動(dòng)通信系統(tǒng)的帶寬為10 MHz,切普速率為10 Mchip/s,當(dāng)采用QPSK調(diào)制時(shí)，數(shù)據(jù)傳輸速率將高于20 MHz，其前向鏈路幀結(jié)構(gòu)如圖1所示。幀長為10 ms，一幀由8個(gè)時(shí)隙構(gòu)成，每個(gè)時(shí)隙由10個(gè)符號(hào)構(gòu)成，一幀共有80個(gè)符號(hào)，每個(gè)符號(hào)由1 250個(gè)chip構(gòu)成。在幀結(jié)構(gòu)中取每一個(gè)時(shí)隙的第一個(gè)符號(hào)作為同步符號(hào)，稱作同步信道，采用單載波調(diào)制，其它部分用于傳輸數(shù)據(jù)，采用多載波調(diào)制。每個(gè)同步符號(hào)由兩部分構(gòu)成，分別為時(shí)隙同步序列和小區(qū)標(biāo)識(shí)序列。
在前向鏈路幀中共有8個(gè)接入符號(hào)，每個(gè)接入符號(hào)由時(shí)隙同步序列和小區(qū)標(biāo)識(shí)序列組成。時(shí)隙同步序列和小區(qū)標(biāo)識(shí)序列具有良好的自相關(guān)特性和互相關(guān)特性。所有小區(qū)的同步時(shí)隙均采用相同的時(shí)隙同步序列，其長度為512 chips。時(shí)隙同步序列和小區(qū)標(biāo)識(shí)序列由通用Golay序列(generalizedhierarchical Golay sequence)［5］構(gòu)成。
時(shí)隙同步序列的生成多項(xiàng)式為
小區(qū)標(biāo)識(shí)序列由16個(gè)小區(qū)標(biāo)識(shí)碼{C1, C2,…, C16} 組成，每個(gè)小區(qū)標(biāo)識(shí)序列長度為512 chip，其生成多項(xiàng)式為
其中，K(m,n)為小區(qū)編號(hào)m和時(shí)隙編號(hào)n的函數(shù)，用以在符號(hào)集合Cs,K中選擇合適的符號(hào)，組成小區(qū)標(biāo)識(shí)序列。
Cs,K的生成多項(xiàng)式描述如下：
首先，定義序列
按照上述方法可以得到哈達(dá)瑪矩陣H8，它是一個(gè)256×256的矩陣。H8矩陣的每一行對應(yīng)一個(gè)哈達(dá)瑪序列，記為hn，n=0,1,…255。
若以hn(i)和z(i)分別表示序列hn和z的第i個(gè)符號(hào)，則第k個(gè)Css,K可定義為
2.快速小區(qū)搜索實(shí)現(xiàn)方案
移動(dòng)終端在初始開機(jī)和發(fā)生切換時(shí)，進(jìn)行小區(qū)搜索過程，實(shí)現(xiàn)小區(qū)標(biāo)識(shí)獲取和幀定時(shí)信息獲取。小區(qū)搜索過程分為3個(gè)階段：時(shí)隙同步、小區(qū)識(shí)別和幀同步。
（1）時(shí)隙同步
時(shí)隙同步是通過時(shí)隙同步序列來獲得。由于時(shí)隙同步序列長度為 512 chip,只占一個(gè)時(shí)隙的前1/10,所以接收機(jī)在連續(xù)的512×10=5 120個(gè)相位上必定能找到一個(gè)與時(shí)隙同步序列對齊的相位。這是通過匹配濾波相關(guān)來完成的,其方法是將所有相位的本地時(shí)隙同步序列和接收的信號(hào)進(jìn)行相關(guān)計(jì)算,實(shí)現(xiàn)接收信號(hào)的全局搜索,再將得到的5 120個(gè)復(fù)數(shù)相關(guān)的模值進(jìn)行比較,把最大值的位置記錄下來,并與設(shè)定的門限相比較，如果峰值高于門限，則認(rèn)為達(dá)到時(shí)隙同步,從而完成時(shí)隙同步捕獲過程。具體的實(shí)現(xiàn)框圖見圖2。
(2)小區(qū)識(shí)別和幀同步
在取得了時(shí)隙同步之后需要進(jìn)行小區(qū)標(biāo)識(shí)序列檢測以及幀同步，其目的是判斷移動(dòng)終端所在的小區(qū)和識(shí)別出幀邊界。如上文所述，每個(gè)基站的小區(qū)標(biāo)識(shí)序列都是由16個(gè)512 chip的小區(qū)標(biāo)識(shí)序列組成，在每個(gè)時(shí)隙發(fā)送一個(gè)，而且每個(gè)時(shí)隙中的小區(qū)標(biāo)識(shí)序列是從16個(gè)固定的512 chip長度的小區(qū)標(biāo)識(shí)序列中選取的。由于本地時(shí)隙定時(shí)已經(jīng)確定，所以本地的小區(qū)標(biāo)識(shí)序列可以與接收信號(hào)的時(shí)隙對齊，將接收信號(hào)和本地16個(gè)小區(qū)標(biāo)識(shí)序列分別相關(guān)，必定能找出相應(yīng)的每個(gè)時(shí)隙對應(yīng)的小區(qū)標(biāo)識(shí)序列。然后，經(jīng)過32個(gè)時(shí)隙的相關(guān)查找就可以得到整個(gè)小區(qū)標(biāo)識(shí)序列。最后通過查表、相位判別，確定32個(gè)序列組中的一組，從而得到序列的相位偏移量，再通過相位偏移信息獲得本地幀定時(shí)。其原理如圖3所示。
三、性能分析
1.統(tǒng)計(jì)判決變量
(1) 在AWGN信道情況下
接收信號(hào)
其中 p是信號(hào)功率，C(t) 是時(shí)隙同步序列, g(t) 是同步序列波形滿足φ是相位偏移，在［0,2π］滿足均勻分布n(t)~N(0,σ2)。
接收信號(hào)通過加有本地時(shí)隙同步序列的匹配相關(guān)器輸出為
其中M=1 020是時(shí)隙同步序列長度，假定噪聲滿足NI,NQ~N(0,Mσ2)。
輸出的I/Q 兩路信號(hào)經(jīng)過平方和以時(shí)隙長度為周期求和，得到歸一化的判決變量G為
假定θ為常數(shù), 判決變量G服從自由度為2N1的χ2分布,概率密度函數(shù)定義為
假定時(shí)隙同步序列的自相關(guān)函數(shù)為
判決變量的概率密度函數(shù)定義為
在已知概率密度函數(shù)的情況下，假設(shè)檢驗(yàn)為H0和H1。H0和H1表示假設(shè)錯(cuò)誤和假設(shè)正確判決值。假定整個(gè)假設(shè)檢驗(yàn)長為L，H1假設(shè)檢驗(yàn)值設(shè)為3, 因此H0假設(shè)檢驗(yàn)值為L-3。假定比較通過如下方式：時(shí)間偏移τ是H1中點(diǎn)的最小值，這一點(diǎn)與其它在H0中的點(diǎn)一一比較，如果出現(xiàn)虛警，由于存在強(qiáng)的相關(guān)性，其它在H1中的點(diǎn)也產(chǎn)生虛警。因此，檢測概率PD和虛警概率PFA分別定義為
其中L=6 250是采樣點(diǎn)數(shù)。
(2)在瑞利衰落信道情況下
設(shè)無線單徑信道沖擊響應(yīng)為其中x是幅度響應(yīng)，服從瑞利分布。假定x在符號(hào)間變化比較慢，而在時(shí)隙間變化比較快。因此獨(dú)立同分布隨機(jī)變量x=［x1,x2,…,xN1］以時(shí)隙為周期累加,φ是相位偏移，它是在［0,2π］上滿足均勻分布的隨機(jī)變量。
假定x=［x1,x2,…,xN1］和φ都是常數(shù)，統(tǒng)計(jì)判決變量的概率密度函數(shù)定義如下:
按照最大值選擇算法，檢測概率和虛警概率為
2.平均捕獲時(shí)間分析
小區(qū)搜索的捕獲過程可以通過狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖描述。圖4中PD、PFA、PMD分別表示小區(qū)搜索各過程的檢測概率、誤測概率和漏檢概率，STR、CIR和FTR分別表示為時(shí)隙捕獲、小區(qū)標(biāo)識(shí)獲得（包括時(shí)隙檢測的證實(shí)過程）和幀定時(shí)獲得。因此，可以得到各階段所花費(fèi)的時(shí)間為TSTR=N1Δt,TCIR=32Δt，TFTR=Δt，其中Δt=0.312 ms。PFA,SIR表示誤檢概率，假定時(shí)隙捕獲過程出現(xiàn)虛警可以在證實(shí)過程檢測到，并返回時(shí)隙捕獲過程。同時(shí)，假定PFA,STR=α，PMD,CIR=β，PMD,FIR=γ，PD,SIR=PD，A=N1+N2+1,B=N1+N2， 其中N1表示以時(shí)隙為單位進(jìn)行累加的次數(shù)，N2表示證實(shí)的次數(shù)。
由圖4，可以得到狀態(tài)轉(zhuǎn)移方程為
搜索時(shí)間的方差為
如果假定檢測概率為PD=1-α,則
其中假定小區(qū)獲得概率和幀定時(shí)獲得概率相同，為q 。
四、仿真結(jié)果
基于以上的分析在SPW系統(tǒng)中進(jìn)行仿真。仿真的信道環(huán)境為IMT-2000 model A，假定頻率偏移｜Δf｜2 kHz，相對于晶振來說不準(zhǔn)確率為1ppm@2 GHz。時(shí)隙序列和小區(qū)標(biāo)識(shí)序列都采用BPSK調(diào)制。小區(qū)標(biāo)識(shí)正確檢測概率與接收信噪比的關(guān)系如圖5所示。將圖5檢測概率代入式(19)可以得到小區(qū)搜索的平均捕獲時(shí)間如圖6，小區(qū)搜索的平均捕獲時(shí)間是由和3σT構(gòu)成。從圖5可以得出在信噪比大于-11 dB時(shí)，在終端移動(dòng)速度為120 km/h、30 km/h和5 km/h條件下，小區(qū)標(biāo)識(shí)正確的檢測概率大于90％；從圖6可以看到在信噪比大于-12 dB時(shí)，在終端移動(dòng)速度在120 km/h、30 km/h和5 km/h情況下，捕獲時(shí)間小于1.6 s；當(dāng)信噪比進(jìn)一步提高，檢測概率也提高時(shí)，小區(qū)搜索的平均捕獲時(shí)間趨于40 ms。
五、結(jié)論
Beyond 3G移動(dòng)通信系統(tǒng)還處于研究過程中，本文提出了一種下行鏈路幀結(jié)構(gòu)，并選擇每個(gè)時(shí)隙的第一個(gè)符號(hào)作為單載波調(diào)制的同步信道。在同步信道中采用的通用Golay序列和Hardish矩陣來生成時(shí)隙同步序列和小區(qū)標(biāo)識(shí)序列，提高了在時(shí)域內(nèi)檢測的概率和減小了小區(qū)搜索的時(shí)間。通過在IMT-2000 model A環(huán)境下對不同移動(dòng)速度的情況下的仿真，結(jié)果表明小區(qū)搜索算法能夠滿足實(shí)現(xiàn)快速小區(qū)搜索的要求。
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