一、 VDSL2技術簡介及其串音問題
繼第一代VDSL之后，ITU-T于2006年2月份通過了VDSL2的標準，標準號為G.993.2；同時在2006年11月份會議上完成了G.993.2 Amendment 1 & Corrigendum 1，標準已相對成熟。VDSL2通過擴展頻譜至30MHz，能實現(xiàn)雙向對稱的100Mbps的高速數據傳送，可為高速上網、互聯(lián)網游戲以及視頻等業(yè)務提供充足的帶寬；同時它還實行靈活的Profile配置方案，可針對不同業(yè)務對丟包、時延的要求提供相應服務，從而更好的滿足將來用戶對高帶寬、新業(yè)務的需求，因此具有良好的應用前景。
但是和其他DSL技術相比，VDSL2由于使用很寬的頻段，受到的線路噪聲干擾也更為嚴重；而且高頻信號本身的衰減很大，對線路噪聲非常敏感，因此噪聲已經成為制約VDSL2系統(tǒng)傳輸性能和穩(wěn)定性的主要因素。
VDSL2線路噪聲主要包括串音干擾、脈沖噪聲、射頻噪聲等，本文主要論述串音干擾的影響及其相應的解決方案。
二、 串音的特性和影響
串音簡單的說就是由于DSL所使用的雙絞線各線對之間是非屏蔽的，線對間的電磁干擾會導致一對雙絞線上的信號對另外一對雙絞線上的信號產生影響。通常認為串音存在于同一電纜束中的各線對之間， 且一條雙絞線會受到來自多條線對的干擾。
串音按其特性通常分為“近端串音（NEXT）”和“遠端串音（FEXT）”，如下圖1所示。NEXT是干擾線對的發(fā)射機與被干擾線對的接收機位于同一端，此時干擾信號沿著干擾線對出發(fā)，耦合到被干擾線對，然后傳回到被干擾線對的接收機；FEXT是干擾線對的發(fā)射機遠離被干擾線對的接收機，此時干擾信號沿著干擾線對傳播，耦合到被干擾線對，然后產生的串音信號沿著被干擾線對傳送到其接收機。
目前已有較為成熟的解析方式或數值方式來表征DSL串音，如北美標準ANSI Committee T1 Standard T1.417 [1]中給出了NEXT和FEXT的計算方法，如下所示：
式（1）
式（2）其中，
/表示統(tǒng)計得到的NEXT/FEXT的近端/遠端串音耦合系數，ANSI Committee T1 Standard T1.417中規(guī)定
為干擾信號在串音耦合點處的信號功率譜密度PSD；
是線路傳遞函數；l是線路長度；n是干擾源的數目。可以看出，隨著頻率f的增大，NEXT與FEXT均增大（其中NEXT與頻率
成正比），同時FEXT還與線路長度l成反比；也就是說，頻率越高，NEXT/FEXT越大；線路越短，F(xiàn)EXT越大。由于VDSL2系統(tǒng)采用FDM方式，因此大部分NEXT與接收端的被干擾信號在頻段上是分開的，其影響可通過濾波器消除或大大降低；但是FEXT與接收端的被干擾信號一般無法在頻段上分開，不能用濾波器消除，同時VDSL2傳輸距離較短（一般不大于1.5km），導致線路上的FEXT較其他DSL技術更為嚴重，因此FEXT是VDSL2系統(tǒng)中主要的串音來源，會導致信噪比下降而降低線路傳輸速率或增大誤碼率，甚至產生重訓練從而影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。
三、 針對串音問題的解決方案
為了避免串音干擾導致的性能嚴重下降，ITU-T提出了多種解決或降低串音影響的技術方案，主要包括虛擬噪聲（Virtual Noise）方案[2]和頻譜管理方案。
3.1、 虛擬噪聲（Virtual Noise）方案
由式（1）、（2）可知，串音干擾的大小是隨著串音干擾源的數目而變化的。實際應用中如果訓練時某些干擾源不存在，此時盡管可以得到較高的速率，但是當這些干擾源用戶上線時，整個串音就有可能大大上升，甚至超過Margin的容限范圍從而產生大量誤碼，嚴重時甚至導致重訓練。若預先設置很大的Margin，雖然可以保證數據傳送的穩(wěn)定性，但事實上串音是一個與頻率有關的非平坦的函數，如果對所有Tone都設置相同的平坦的Margin，就會造成由于有些Tone的Margin過大帶來的不必要的性能損失。
采用Virtual Noise方案可以避免這種情況。Virtual Noise方案是對以往的串音干擾進行統(tǒng)計得到一個預設的虛擬噪聲模板，收發(fā)器根據此模板訓練，得到滿足要求的Margin、速率等參數；也就是根據預期的虛擬的串音干擾，為不同的Tone設置相應大小的Margin，只有那些預期會出現(xiàn)很大串音干擾的Tone才留有很大的Margin。對于每個Tone，只要設置合適的虛擬噪聲（當然，在每個Tone上，虛擬噪聲都是按照預期的有可能的最大串音情況來設計的）就可以保證數據傳送的穩(wěn)定性。
但是虛擬噪聲方案存在的一個問題是，虛擬噪聲在每個Tone上都是按照預期的可能的最大串音情況來設計的，當串音不存在時，這種虛擬噪聲依然作為每個Tone的Margin的設計依據，從而造成性能損失。因此雖然效果優(yōu)于設置平坦的Margin的方法，但從某種意義上說，虛擬噪聲方案仍是一種通過犧牲性能來減小串音干擾的影響，從而獲得低誤碼率和穩(wěn)定性的。
3.2、 頻譜管理方案
頻譜管理方案的主要思想是根據以往的線路環(huán)境和串音干擾情況，在初始化階段或Showtime時間內調整信號發(fā)送功率譜密度（PSD），以消除、規(guī)避或減小串音干擾的影響，主要分為靜態(tài)頻譜管理方案和動態(tài)頻譜管理DSM方案。
3.2.1、 靜態(tài)頻譜管理方案
靜態(tài)頻譜管理方案是通過在初始化階段來選擇合適的功率譜密度PSD和相應的參數配置，以避免線路上的串音干擾。一旦訓練過程中確定了發(fā)送信號的功率譜密度，則在整個Showtime時間內都不允許更改，直至下次重訓練。靜態(tài)頻譜管理方案可通過如下示例加以說明[1]。
如上圖2給出了一種常見的VDSL2部署方案，并針對Central Office和RT之間的發(fā)送信號頻譜，提出了三種不同的靜態(tài)頻譜管理方案。其中方案a是將RT發(fā)送信號平坦的削減一定的幅度以降低串音的影響，即相當于ADSL2+中的Power Cutback和Maximum PSD，會大幅度降低線路速率。方案b中，由于CO與其對應的Modem之間距離較長，而長線上的高頻部分不可利用，因此將RT的頻帶放在較高頻段，而CO占據低頻段，這樣由于相互之間頻譜不重疊，串音干擾可以通過濾波器消除。方案b可通過頻譜整形（PSD shaping）技術，設置開始和終止頻率來實現(xiàn)，但是會降低頻譜利用率。方案c的情況相對復雜，可看作是方案a和方案b的合成，其原則是使得RT發(fā)送信號與CO發(fā)送信號的頻譜重疊部分在RT處基本相當，這相當于RT在CO距離Modem等同長度的位置，發(fā)送與CO大小相當的信號。方案c避免了RT由于距離Modem較近而可能帶來的過大的FEXT，因此可以保證RT對CO的串音的影響不至于超過CO的發(fā)送信號，這個方案實際上就是G.997.1中的DPBO（Downstream power backoff）。文獻[3]給出了方案c的實現(xiàn)方法。
3.2.2、 動態(tài)頻譜管理方案
由于靜態(tài)頻譜管理不能很好的適應線路情況的變化，且人工設置效率太低，為了更好的解決上述問題，ANSI提出了動態(tài)頻譜管理方案DSM [4]。動態(tài)頻譜方案旨在采用動態(tài)頻譜平衡的方法來提升線路速率、距離和穩(wěn)定性，或在滿足性能和穩(wěn)定性要求（速率、Margin和誤碼率）的情況下以最小的功率發(fā)送信號，通過一系列的方法集中優(yōu)化管理各種參數配置和信號發(fā)送PSD，甚至協(xié)調整個電纜束中信號的發(fā)送和接收，使得整個電纜束中的線路傳輸性能最優(yōu)化。
圖3給出了DSM的參考模型，其中SMC是運營商的頻譜管理中心，它可能位于網管或DSLAM上，DSM-D是SMC向DSL Modem收集信息的接口，DSM-C則是SMC下發(fā)控制信息的接口，DSM-S是SMC與運營商網絡的接口。
根據ANSI的建議，DSM共分為四個層次
Level 0：DSL Modem沒有提供SMC所需要的信息，此時SMC根據標準建議和一些給定方案實施頻譜管理，也就是靜態(tài)頻譜管理；
Level 1：DSM能夠通過DSM-D收集線路速率、發(fā)送功率以及Margin等信息并通過DSM-C協(xié)調線路速率，Margin（最大、最小和目標）、PSD的平坦增益調整以及發(fā)送總功率等參數，但這些都是簡單的功率控制等頻譜管理方法；
Level 2：除了Level 1的參數外，SMC還能得到更為詳細的參數，包括雙端測試的數據等，此外還能更為準確的控制端口的發(fā)送頻譜。由于Level 2能夠獲得更多的信息，而且控制手段更加豐富，能夠更精確的控制頻譜，因此可以在整個電纜的層次上優(yōu)化各線對的PSD及相關參數，使得性能最優(yōu)。Level 2的應用還在研究中，不涉及底層軟件和硬件的修改。
Level 3： Level 3又稱為串音消除技術（Crosstalk Cancellation），即通過一系列方法，使線路上不出現(xiàn)串音干擾。此時，SMC與DSL-LT在同一位置，SMC能夠得到并同時控制DSL-LT中部分或全部的上行和下行發(fā)送信息，同時協(xié)調LT中的部分或全部端口的發(fā)送信號，實現(xiàn)聯(lián)合發(fā)送與聯(lián)合接收。
前面提到的方法本質上都是在線路上存在串音干擾時，避免或減小串音干擾的影響，但不能完全消除串音的影響，且均會帶來線路速率的下降，而DSM Level 3則主張通過主動消除串音的技術，使線路上不出現(xiàn)串音干擾，從而使得整個線路的性能達到無串音時的性能。
四、 串音消除技術（DSM Level 3）
4.1、 串音消除技術原理
串音消除技術是通過對處于同一個電纜束中的多個線對上的信號進行集中管理以獲得相鄰線對上的發(fā)送信號以及線對間的串音傳遞函數；在此基礎上，每條線對上除發(fā)送自身信號外，還發(fā)送包含相鄰線對信息的信號，以在接收端抵消相鄰線對的串音干擾，從而解調出本線對上的信號。此時，每條線對上發(fā)送的信號都是一個矢量信號，除了本身的信號分量以外，還包括與其他線對上的信號相關的信號分量，因此叫做Vectored DSL。如果收發(fā)兩端都采用vector的方案，就構成了所謂的多入多出（MIMO）系統(tǒng)。
如果在發(fā)送信號中，加入適當的串音分量，使得在接收端串音分量剛好能夠抵消，這樣接收端就只剩下信號
同樣地，還可以對各個同步接收用戶端發(fā)來的信號做聯(lián)合處理，消除CO近端串音的影響。
以上是串音消除技術的原理，其實現(xiàn)主要分為三個步驟：信道估計、串音消除、以及信道跟蹤與更新，其中信道跟蹤與更新是通過重復前兩個步驟，來適應不斷變化的線路情況
4.2、 信道估計算法
信道估計是指在串音消除過程中，如何獲取線對間的串音傳遞函數矩陣，目前已有很多相關的研究報告和論文。信道估計算法可分為頻域信道估計和時域信道估計，目前大多數都是針對頻域信道估計的，這又主要集中在兩個方面，一是通過RLCG一次參數線路模型推導，另一種方法就是通過多用戶檢測算法來推算。
4.2.1、 頻域信道估計算法及其優(yōu)缺點
以下行信道估計為例，頻域信道估計算法中最簡單的就是CPE端向CO端周期性發(fā)送前導符（Pilot symbol）從而獲得CO與CPE之間的下行信道信息，但是該方法會導致占用大量帶寬。另外一種方法是在CPE端的FEQ中的slicer消息中提取“Slice Errors”來完成信道估計并將該信息有限制的發(fā)回CO端[5]。這兩種方法都要求CO端和CPE端之間能進行很緊密的協(xié)調，而這種協(xié)調非常復雜，有時甚至要求CO端發(fā)射機和CPE端接收機根據協(xié)商好的協(xié)調方式來設計。
文獻[6]中提出一種稱之為“Abuse”的信道估計算法，其信道估計的工作主要是由CPE完成的，這是通過CO端發(fā)射機對CPE端接收機的“Abuse（騷擾）”實現(xiàn)的。該算法定義了一個信道估計預編碼矩陣EPM（Estimation precoding matrices），在信道估計期間，信息符號被預編碼估計矩陣EPM調制，從而產生微小的失真。因此，CO端發(fā)送信號中除了包含自身信息外，還包含對其他線對上的信號乘上一個很小的因子之后的“abuse”信息。在CPE端將該信號與接收到的其他線對的串音干擾進行比較，即可獲得線對間的串音傳遞函數。從CPE角度來看，它只是對CO端發(fā)射機和對應的CPE端接收機之間的傳遞函數進行估計，而不需要與CO端之間進行協(xié)調，因此其系統(tǒng)復雜性遠遠小于其他算法，但是這種方法需要“abuse”原來的發(fā)送信號，這個信號實際上是一種干擾，因此有可能會導致原來的端口出現(xiàn)誤碼。此外，文獻[7]中還定義了一種遞歸算法來實現(xiàn)信道估計，該算法將CPE端得到的歸一化錯誤通過回傳信道發(fā)送回CO端來學習和跟蹤串音傳遞函數矩陣。由于該方法不需要求解逆矩陣，因此對于降低運算量非常有效。
4.2.2、 時域算法及其優(yōu)缺點
上述算法的共同特點就是都是在頻域來處理信號和消除噪聲的，考慮到OFDM的特性，在頻域處理的方法利用了OFDM各tone之間的這種正交性。但是如果正交性被破壞，那么這種處理方案會因為非正交而產生誤差，這種誤差有時候還很大。不正交有兩種情況，一種是因為時延，CPE發(fā)送的信號和CO的信號之間不同步，還有一種是不同端口之間的不同步，包括時鐘不同步以及幀不同步。
為解決上述問題，VDSL2定義了一些手段來保證同步，一種是時間優(yōu)先（TA， Timing Advance），一種是同步模式（synchronous mode）。前者通過在CPE的發(fā)送信號上引入一個與傳輸時延相同的提前量，使得發(fā)送信號和接收信號同步。后者是所有工作在同步模式的CO端收發(fā)器采用同一個時鐘源，并且使用同樣的循環(huán)前綴和循環(huán)后綴以及窗口的長度，這樣CO發(fā)送的信號的tone之間是正交的，再加上TA，CPE端也能達到同步狀態(tài)。不過幀同步依舊不能保證，因而仍然存在不正交的問題。
還有一種可能的方案是在時域識別串音干擾并進行串音消除處理，同樣也可以分為預補償和聯(lián)合接收。由于避免了時域到頻域的轉換需要的去循環(huán)前綴和和后綴的處理，因此時域處理不需要各端口之間同步，直接對每一個采樣點進行處理，時域串音消除無論是理論還是實現(xiàn)方案目前還很少有論文涉及，因此是一個很新的領域。
4.3、 串音消除算法
4.3.1、 下行預編碼算法
信道估計得到線對間串音傳遞函數矩陣后即可開始串音消除，實現(xiàn)方法之一就是下行預編碼。在下行方向，由于CPE設備不屬于同一個用戶，因此相互之間不能互相共享信息，而且也為了降低CPE的成本，在下行方向，一般采用預編碼（也叫預補償）的方式，也就是說在CO端先將每一個其他端口的信號經過一個濾波器后加到原來發(fā)送的信號中，這個濾波器的設計使得加進去的信號在接收端正好和串音信號相互抵消，達到消除下行串音干擾的目的。如下圖4所示時通過下行預編碼來實現(xiàn)串音消除的原理圖。
如下圖5所示是通過下行預編碼支持FEXT Cancellation的系統(tǒng)參考模型[8]，其中FEXT Cancellation預編碼放在星座映射圖和IFFT模塊之間。
對于用戶線的管理組，假設CO端已經通過信道估計獲得了串音傳遞函數矩陣，則FEXT預編碼矩陣可應用于補償組中各個線路上的主要干擾源。在參考模型中， 的矩陣模塊代表了組中要通過預編碼來補償的主要干擾源的數目。在知道每個干擾信道發(fā)送符號的情況下，預編碼可以預補償實際的發(fā)送符號，這樣遠端接收機輸出中，串音就得到了消除（至少是極大的減少了）。
在該架構中，假定信道估計是在CO端完成和維持的，而信道估計算法和下行預編碼算法則可由設備廠家自己定義，通常定義為四個工作狀態(tài)：
i） 訓練狀態(tài)；
ii） 局部預編碼設計狀態(tài)；
iii） 跟蹤狀態(tài)；
iv） 增加和刪除用戶狀態(tài)；
當要建立一個串音消除組時，組內的端口首先要進行訓練，獲得串音傳遞函數矩陣，在得到之后就可以進行串音消除的預補償或者聯(lián)合接收了。
完成信道估計后，CO端即可以確定并啟用一個簡化的FEXT預編碼器，以針對每個接收機中最強的干擾源進行FEXT消除，我們將這第二個狀態(tài)稱之為“局部預編碼設計狀態(tài)”。
由于信道會隨時間變化，因此訓練階段得到的預編碼矢量需要跟蹤這種變化并進行修正，這就是所謂的跟蹤狀態(tài)，由于信道是緩變的，因此跟蹤階段可以不用太頻繁以降低運算量和回傳信號帶來的開銷。
當有新用戶激活時，就會在新用戶和現(xiàn)存用戶之間引入新的串音耦合，因此串音傳遞函數矩陣需要進行更新，這同樣適用于有用戶下線時的情況，串音消除算法應能適應這種用戶的加入或者退出，該狀態(tài)就是“增加和刪除用戶狀態(tài)”，其要求更新簡化的預編碼器，并觸發(fā)相關聯(lián)的跟蹤過程。
為了學習、跟蹤和管理串音傳遞函數矩陣，要求局端設備CO和用戶端設備CPE之間進行消息互通，這通常是由一個低速的回傳信道完成。
該算法的一個突出優(yōu)點就是將現(xiàn)存的普通SISO升級為FEXT Cancellation系統(tǒng)時，可以只單獨升級CO端設備，而不需替換CPE設備，因此可大大節(jié)約現(xiàn)有資源，具有很好的可實現(xiàn)性。
4.3.2、 上行聯(lián)合接收
在上行方向，接收器之間能夠互相共享接受到的信息，因此可在得到串音傳遞函數矩陣的情況下，采用聯(lián)合接收的方法處理串音干擾。由于不涉及到定義標準接口和協(xié)議，因此上行串音消除一般都是采用私有技術來實現(xiàn)的。如下圖6[9]給出了上行聯(lián)合接收的參考模型。在單信道OFDM解調后的信號經過多信道聯(lián)合解調后得到消除串擾后的信號再輸出到解碼器。
4.4、 串音消除技術的評估標準
鑒于目前串音消除技術是VDSL2中一個研究熱點，文獻[10]提出了串音消除技術的評估標準，在綜合考慮了電纜束中的線對數、對原信號的干擾大小、要求的設備內存和每秒操作數等參數后、提出了一些評價指標，主要包括信道估計時間、信道估計誤差以及實現(xiàn)的復雜性等，可作為串音消除技術研究、開發(fā)與實現(xiàn)過程中的評價依據。
五、 總結
串音是影響VDSL2系統(tǒng)性能和穩(wěn)定性的主要因素之一，目前業(yè)界提出了多種針對串音問題的解決方案，其思路分為兩種：
第一種是通過對整個電纜束中線對上的信號進行聯(lián)合發(fā)送和接收來主動消除串音，使得線路上不存在串音的影響，對應的方案有動態(tài)頻譜管理DSM中的Level 3－串音消除技術。這種方法能使整個電纜性能得到最優(yōu)化，是未來的發(fā)展方向。但由于各線對之間的協(xié)調同步涉及到大量的矩陣運算，算法復雜性比較高，且對CPE的底層軟件和硬件有很多新的要求，因此目前實現(xiàn)方面還不成熟。
第二種是在線路上存在串音的情況下，通過對發(fā)送信號進行頻譜調整來規(guī)避或減小串音干擾，對應的方案有動態(tài)頻譜管理DSM中的Level 1 & Level 2以及靜態(tài)頻譜管理方案。其中，對發(fā)送信號的頻譜調整基本分為兩種方式：對發(fā)送信號PSD進行平坦削減的“Power Cutback/Maximum PSD”方法可減小串音，而對發(fā)送信號進行頻譜隔離的“PSD Shaping”方法，由于能防止信號間的頻譜重疊，因此可實現(xiàn)串音的規(guī)避。此外，虛擬噪聲（Virtual Noise）方案的提出是為了應對靜態(tài)頻譜管理無法適應線路環(huán)境變化而造成系統(tǒng)穩(wěn)定性下降的情況。這幾種算法本質上都是通過犧牲線路性能來規(guī)避或減小串音，無法達到線路上無串音時的性能，但均不涉及CPE底層軟件和硬件的修改，在現(xiàn)有設備上也已有部分甚至全部實現(xiàn)。
綜上所述，在目前的多種針對串音問題的解決方案，各有優(yōu)缺點。在實際研究、開發(fā)和應用中，要考慮線路和噪聲環(huán)境、性能、系統(tǒng)復雜性等綜合因素的影響，選擇適合的算法，以滿足VDSL2設備各方面的性能要求。
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