【LTE基礎(chǔ)知識(shí)】OFDM在上行鏈路中的應(yīng)用

    OFDM系統(tǒng)的輸出是多個(gè)子信道信號(hào)的疊加，因此，如果多個(gè)信號(hào)的相位一致，所得到的疊加信號(hào)的瞬時(shí)功率就會(huì)遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于信號(hào)的平均功率。PAPR高，對(duì)發(fā)射機(jī)的線性度提出了很高的要求。所以在上行鏈路，基于OFDM的多址接入技術(shù)并不適合用在UE側(cè)使用。LTE上行鏈路所采用的SC-FDMA多址接入技術(shù)基于DFT-spread OFDM傳輸方案，同OFDM相比，它具有較低的峰均比。

DFT-spread OFDM多址接入技術(shù)

DFTS-OFDM的調(diào)制過(guò)程如下圖所示：

    DFTS-OFDM的調(diào)制過(guò)程是以長(zhǎng)度為M的數(shù)據(jù)符號(hào)塊為單位完成的：

1.      通過(guò)DFT離散傅里葉變換，獲取這個(gè)時(shí)域離散序列的頻域序列。這個(gè)長(zhǎng)度為M的頻域序列要能夠準(zhǔn)確描述出M個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)塊所表示的時(shí)域信號(hào)。

2.      DFT的輸出信號(hào)送入N點(diǎn)的離散傅里葉反變換IDFT中去，其中N>M。因?yàn)?/span>IDFT的長(zhǎng)度比DFT的長(zhǎng)度長(zhǎng)，IDFT多出的那一部分輸入為用0補(bǔ)齊。

3.      在IDFT之后，為避免符號(hào)干擾同樣為這一組數(shù)據(jù)添加循環(huán)前綴。

  從上面的調(diào)制過(guò)程可以看出，DFTS-OFDM同OFDM的實(shí)現(xiàn)有一個(gè)相同的過(guò)程，即都有一個(gè)采用IDFT的過(guò)程，所以DFTS-OFDM可以看成是一個(gè)加入了預(yù)編碼的OFDM過(guò)程。

  如果DFT的長(zhǎng)度M等于IDFT的長(zhǎng)度N，那么兩者級(jí)聯(lián)，DFT和IDFT的效果就互相抵消了，輸出的信號(hào)就是一個(gè)普通的單載波調(diào)制信號(hào)。當(dāng)N>M并且采用零輸入來(lái)補(bǔ)齊IDFT，IDFT輸出的信號(hào)以下特性：

1.      信號(hào)的PAPR較之于OFDM信號(hào)較小；

2.      通過(guò)改變DFT輸出的數(shù)據(jù)到IDFT輸入端的映射情況，可以改變輸出信號(hào)占用的頻域位置。

  通過(guò)DFT獲取輸入信號(hào)的頻譜，后面N點(diǎn)的IDFT，或者看成是OFDM的調(diào)制過(guò)程實(shí)際上就是將輸入信號(hào)的頻譜信息調(diào)制到多個(gè)正交的子載波上去。LTE下行OFDM正交的子載波上承載的直接是數(shù)據(jù)符號(hào)。正是因?yàn)檫@點(diǎn)，所以DFTS-OFDM的PAPR能夠保持與初始的數(shù)據(jù)符號(hào)相同的PAPR。N=M時(shí)的特例最能體現(xiàn)這一點(diǎn)，如下圖所示：

  通過(guò)改變DFT的輸出到IDFT輸入端的對(duì)應(yīng)關(guān)系，輸入數(shù)據(jù)符號(hào)的頻譜可以被搬移至不同的位置。下圖給出了集中式和分布式兩種映射方式：

下圖給出這兩種方式下輸出信號(hào)的頻譜分布：

SC-FDMA多址接入技術(shù)

  利用DFTS-OFDM的以上特點(diǎn)可以方便的實(shí)現(xiàn)SC-FDMA多址接入方式，多用戶(hù)復(fù)用頻譜資源時(shí)只需要改變不同用戶(hù)DFT的輸出到IDFT輸入的對(duì)應(yīng)關(guān)系就可以實(shí)現(xiàn)多址接入，同時(shí)子載波之間具有良好的正交性，避免了多址干擾。

  通過(guò)改變DFT到IDFT的映射關(guān)系實(shí)現(xiàn)多址；改變輸入信號(hào)的數(shù)據(jù)符號(hào)塊M的大小，實(shí)現(xiàn)頻率資源的靈活配置。如下圖所示：

  SC-FDMA的兩種資源分配方式：集中式資源分配、分布式資源分配是3GPP討論過(guò)的兩種上行接入方式，最終為了獲得低的峰均比，降低UE的負(fù)擔(dān)選擇了集中式的分配方式。另一方面，為了獲取頻率分集增益，選用上行跳頻作為上行分布式傳輸方式的替代方案。如下圖：